偏磁式磁阻电机多相分布式绕组的研究.doc

偏磁式磁阻电机多相分布式绕组的研究———————————————————————————————— 作者：———————————————————————————————— 日期： 偏磁式磁阻电机多相分布式绕组的研究 朱正风 陈清泉 黄健偏磁式磁阻电机是开关磁阻电机与反响式步进电机的一种改良方案分析桥式驱动电路对交流驱动绕组可能采用的驱动方式，进一步引入多跨距绕组, 取代集中式绕组总结了准分布式绕组替代集中式绕组后所能到达的根本性能指标与集中式绕组的差异一、概述图1以三相普通磁阻电机为例，(b) 为标准电路，(a) 为驱动电流波形低速时，电机电流相当于矩形波矩形波可用频谱分析为：直流+ 基波+ 3次谐波+ 5 次谐－＋……改变绕组构造，将每一个绕组都一分为二，改成两个独立绕组，一个为驱动绕组，另一个为偏磁绕组 以三相电机为例，如图2 所示，将各相驱动绕组尾端全部连在一起，并使之空置，首端引出，各为A、B、C端点〔相当于三相交流电机的星形接法〕各相偏磁 绕组首、尾串联，引出Ｘ、Ｙ两端点令电流正向流入电机Ａ端口时，写作：A，流出 A 端口时，写作：，〔B，C端口类同〕。

我们令开关Ka、Kb、Kc＇通电，Kb、Kc、Ka＇不通，此时通电状况写作：类似我们可写出三相１２拍通电的相序如下：…如果图2所示Icc是一恒流源电源，可画出上述三相12拍通电的电流波形图，如图3所示二、双极距绕组偏磁电机的偏磁一般采用集中式单极距绕组或将定子磁极改短，直接在磁极上粘贴永磁体产生偏磁所以在此便不再讨论偏磁问题，着重考虑驱动绕组为便于描述我们还是以三相电机为例讨论驱动绕组如果把磁阻电机传统的集中式绕组改为双极距绕组，如图4所示，此时每个混合相绕组分别为：，，，如图5(A)所示假设端点接电源正极，接地时： － = 2A ＋ ＋ (2)假设中点O固定，接图5(b)所示中点补偿电容，接电源正极，、接地： － － = 2. 比照单极距绕组图3驱动波形，上述算式中都出现了系数2，这是双极距绕组采用双极性接法时，各个混合相绕组重叠，造成一些磁极的磁动势翻倍为了保持原有磁动势不变，就要降低每个绕组匝数为1/2双极距绕组包容磁极两个，电感本来要增一倍，现在匝数又减半，结果绕组自感仅是原来的一半,高速性能大幅提升采用减半后的双极距驱动绕组，加上中点补偿电容后，可列出与单极距绕组十二拍运行时相对应的十二个状态：三、全极距绕组三相电机的全极距就是三极距，每个混合相绕组分别为：，，。

每个混合相跟另两相都有关系，重叠局部增加了，所包容的偏磁成分不对称，只能采用中点浮动式的星形接法，双极性全桥驱动混合相端点接正极，每次两相联接时： － = 2， － = 2…… 每次三相联接时： － － = A + B + 2 (2)……与单极距集中式绕组驱动电流波形比拟，全极距与双极距电路的估算结果一样不同的仅是双极距绕组必须加中点补偿电路，全极距不必加中点补偿电路每相全极距绕组内包括了全部磁极，假设能合理设计齿，使磁阻符合正弦分布，当转子旋转时，理论上相电感值不产生变化这种绕组保证了星形接法各向阻抗的一致性，进一步降低了电流畸变，减低脉振全极距绕组所获得的反电动势波形对称性好，低速运行的平稳性好，高速时噪音小，效率最高相比之下，双极距次之，单极距最差四、多相多极距绕组的力矩估算法前面谈到的绕组问题，都是以三相电机为例其它相电机虽都有些共性，但也都有些区别这里仅以奇数相电机为例，讨论多相多极距绕组的力矩估算：先画一简单的磁极排列图，如图6所示，列出计算结果后，按图对号入座，找出合力对称轴，算出当量力矩(单相静力矩的倍数)。

例1： ，(比照图6)，找到合力对称轴在A与中间，求当量力矩F：例2：AB + 2/3 ，对称轴在：图6、五相电机磁极排列示意图 五、多相电机多极距绕组总结 偏磁电机采用多极距绕组，近似于同步电机的分布式绕组，但又有些特色把以上数据和结果统计分析后，得出一些结论： 1、驱动绕组采用星形接法后，比传统磁阻电机接法静力矩下降，下降的倍数与相数m 有关偏磁电机驱动绕组只有两大类接法，一类是极、对偶反接式，静力矩与混合式电机一样另一类是星形驱动绕组，静力矩矢量图形成两族穿插排列的矢量族采用恒流源全桥驱动，m相全通时，力矩较小，m-1相导通时，单极距绕组能到达的最大当量静力矩：F1 = F0 cos(90ｏ/m) 式中F0是传统单极性接法时，多相通电所能到达的最大当量静力矩 2、一般星形接法绕组都能改成多极距绕组双极距绕组所能获得的最大当量静力矩(中点浮空)为：F2 = F0 cos 2 (90ｏ/m)，另一矢量族：F2/ = F0 cos 3(90ｏ/m)如果有中点补偿时，F2/ = F1 3、力矩波动量与相数的平方成反比关系，相数越多的电机，力矩波动越小 4、多极距绕组可以有2，3，4，…… n，…… 全极距。

极距多一倍在双极性全桥驱动情况下，匝数可减半全极距时匝数降低的倍数仅是m-1倍 5、全极距时能获得的静力矩最小，三相当量力矩为，五相为，七相，相数越多下降越大全极距绕组所获得的反电动势波形，对称性最好，星形接法时各向阻抗最一致 6、采用m-1极距时耗铜最省，电感最小，加中点补偿时，力矩比全极距时大，如五相为倍相数越多的电机，高频特性越好 六、偏磁式电机的分布式驱动绕组前面已分析过偏磁电机的多极距驱动绕组，下面以最常用的三相电机为例，分析一下分布式绕组的可行性A)、不改变槽数的双极距分布式绕组 传统磁阻电机采用集中式绕组,每槽下两个线圈边,称之为双层绕组例如二极三相电机有六个线圈,六个线槽双极距集中式绕组只是跨距变了,线圈个数未变,因此仍然是双层绕组图7看出,每相4个线圈,三相共12个线圈,24个线圈边,而电机仅6槽,因此每槽安排4个线圈边,称为4层绕组A绕组形成的磁场状况是A极1份磁势,与半份磁势,相当于单极距集中式绕组驱动波形中的状态B与C绕组分别形成：、，如图8所示 由此得到与单极距绕组等效的6拍单极性驱动的6个根本状态由算式： - = ， - 0.5( + ) = 得出与前面单极距集中式绕组差1.5倍的结果，只要把匝数降低1.5倍就可以了。

B)、增加齿槽数后的双极距分布绕组4层绕组，显然下线困难假设在每个磁极中多开1个槽，电机就有12槽，成为双层绕组，如图9所示从图9看出，假设 A 磁极有1份磁势时，有3/4 份，仅1/4，介乎于与之间，性能自然也介于二者之间形成的三个混合相分别为： 图10画出，30槽二极电机两极距A相的分布式绕组其中，假设为一份磁势，那么为3/5份，为2/5份不采用两极距绕组时，可采用2到3之间的分数极距绕组，只要槽数与线圈数分配得当，一般没有问题七、结论至此，偏磁电机的驱动绕组与同步电机的定子绕组等同起来了虽然这里仅分析了叠绕组，所有同步电机适用的绕组，如链式、同心式、正弦式绕组、波绕组等，都适用于偏磁电机至于偏磁绕组可以把它当作同步电机的励磁绕组对待，一般都采用集中式绕组，在有条件的情况下，最好换成永磁偏磁 磁路混合式电机和一般的双凸极永磁磁阻电机虽然也是偏磁电机的一种，但由于前者采用轴向偏磁，后者周向磁路不是均匀分布，都不适合采用分布式绕组。