EMI Simulation报告.ppt

EMI Simulationn名詞解釋nSIWAVE 簡介n仿真的作用及優勢n仿真的實例應用n軟件基本操作及注意事項9/7/20241名詞解釋nFEM（finite elements methods）：有限元法，是EMI仿真軟件常用的算法之一，基本原理是把要分析的連續體進行網格劃分，各網格之間通過節點連接在一起，每個網格等效成集總參數的RLC，然後建立麥克斯韋方程再求解，進而確定連續體的場分布情況9/7/20242名詞解釋n三維準靜態法：基於保角變換或其它變換方式將物理結構與電容電感等電參數聯繫，在SIWAVE中的過孔模型即通過三維準靜態法等效成RLC參數9/7/20243名詞解釋n2.5維電磁場全波方法：全波即要在所有頻率都適用SIWAVE爲什麽被稱為2.5維？因為SIWAVE的平面层和信号传输线的提取，使用的是二维有限元提取算法，对过孔提取使用三维准静态法使用二維有限元算法的一個重要依據是假設板材厚度遠小於電磁波波長，在沿厚度Z軸方向的電場為等電勢這樣可以在確保一定精度的情況下簡化計算量和計算時間但前提是需要保證所仿真信號的頻率對應的波長遠大於層疊厚度應滿足板厚小於波長的二十分之一。

假設仿真頻率是1G，則板厚不能超過15mm9/7/20244SIWAVE 簡介nSIWAVE 是一個精確地整板級電磁場全波分析工具，它采用2.5維電磁場全波方法分析整板或整個封裝的全波效應，對於真實複雜的PCB或IC封裝，包括多層、任意形狀的電源和信號線，SIWAVE可仿真整個電源和地結構的諧振頻率；板上放置去耦電容的作用；改變信號層或分開供電板引入的阻抗不連續性；信號線與供電板間的噪聲耦合、傳輸延遲、過沖和下沖、反射和振鈴等時域效應；本振模和S、Z、Y參數等頻域現象其結果可以二/三維方式圖形顯示，并可輸出Spice等效電路模型用於Spice仿真 9/7/20245SIWAVE簡介nSIWAVE仿真并不能完全體現系統的整體輻射，因為其只針對PCB，不考慮機箱，連線，散熱片，連接器等周邊器件的影響，並且我們不可能對PCB上所有噪聲源進行精確的建模；n我們可以把它視為一個定位解決具體輻射問題的協助工具，或者可以認為是一個軟件形式的頻譜分析儀加電磁場探頭後邊實例中可以充分體現這一點9/7/20246仿真的作用及優勢作用n計算單板可能存在的諧振頻率點；n加入具體的輻射源后可計算任意頻率點在單板上的噪聲分布；n計算走線的傳輸參數（如改變走線，參考面或增加器件后對信號傳輸的影響）；9/7/20247仿真的作用及優勢優勢n看得見的EMI；n可方便的驗證一些可能措施的組合，找到最佳措施，避免重複的rework及拆裝機。

n避免測試中的一些不穩定因素；n可驗證需要改版才能加入的措施；n驗證一些舊的設計理念及發現新的設計理念；9/7/20248仿真的實例應用nA project DDR 533MHznA project 966MHznA project 767MHznB project 960MHz9/7/20249A DDR 533MHz9/7/202410A DDR 533MHznA在測試不同DDR頻率時，使用相同的DDR，工作在400MHz的DDR CLK時輻射沒問題，但工作在533MHz時輻射明顯增加很多，相差10多個dB近場量測DDR CLK工作在400與533MHz時信號幅值基本相同，但卻在遠場輻射上表現差異很大，懷疑與單板結構諧振有關，所以做了如下單板諧振仿真9/7/202411A 100G仿真結果n首先仿真400MHz與533MHz單板各相鄰層之間的諧振情況，具體如下9/7/202412100G仿真結果n400MHz & 533MHz compare—— VCC to GND 400MHz9/7/202413100G仿真結果n400MHz & 533MHz compare—— VCC to GND 533MHz9/7/202414100G仿真結果n400MHz & 533MHz compare—— Bottom to GND 400MHz9/7/202415100G仿真結果n400MHz & 533MHz comparen—— Bottom to GND 533MHz9/7/202416100G仿真結果n400MHz & 533MHz compare—— Surface to VCC 400MHz9/7/202417100G仿真結果n400MHz & 533MHz compare—— Surface to VCC 533MHz9/7/202418100G仿真結果總結n以上可以看出各層之間的諧振都是533MHz比400MHz差n針對以上情況在1.01改版中加入了一些修改措施，並且增加一些去耦電容，（修改細節在29-31頁） 101G仿真結果如下9/7/202419101G仿真結果n400MHz & 533MHz compare—— VCC to GND 400MHz9/7/202420101G仿真結果n400MHz & 533MHz compare—— VCC to GND 533MHz9/7/202421101G仿真結果n400MHz & 533MHz compare—— Bottom to GND 400MHz9/7/202422101G仿真結果n400MHz & 533MHz comparen—— Bottom to GND 533MHz9/7/202423101G仿真結果n400MHz & 533MHz compare—— Surface to VCC 400MHz9/7/202424101G仿真結果n400MHz & 533MHz compare—— Surface to VCC 533MHz9/7/202425101G仿真結果總結n以上可以看出修改前後表層與VCC，底層與GND之間的諧振已經明顯改善，並且與400MHz情況基本相同，但VCC與GND之間的諧振情況并沒有改善。

n而實測結果表明，533MHz在遠場輻射并沒有改善，可見VCC與GND之間的諧振應該對遠場輻射起主要的貢獻這在其它幾個仿真實例中也有體現並且如果VCC與GND之間諧振得以改善，表層與VCC，底層與GND之間的諧振也會相應得到改善n那如何才能改善VCC與GND之間的諧振呢？對於此例只有將VCC與GND在DDR處切割改為相同才可以避免，仿真結果如下但由於目前不能做實驗板，所以無實測數據支持9/7/202426修改GND切割仿真結果n400MHz & 533MHz compare—— VCC to GND 400MHz9/7/202427修改GND切割仿真結果n400MHz & 533MHz compare—— VCC to GND 533MHz9/7/202428修改細節n如圖，表層所走電源VTT_DDR與+1.8VDUAL的邊緣儘量保證與VCC層切割線相同，即表層電源不要跨VCC層切割線，也不要走在VCC切割線上9/7/202429修改細節n如圖，底層所走電源VTT_DDR與+1.8VDUAL的邊緣儘量保證與GND層切割線相同，即底層電源不要跨GND層切割線，也不要走在切割線上9/7/202430修改細節n增加如下之前預留電容：D2C4；D2C8；D2C32；D2C50；D2C20；D2C40；D2C55，并在位置（8825.00 9875.00）附近如圖加兩顆0.1uF電容連接VTT_DDR與+1.8VDUAL。

n另外再預留0.1uF電容如下：+1.8VDUAL與GND之間，坐標(6150.00 11675.00) ；H_D2_VREF_DIMM與GND之間，坐標(8800.00 10900.00) ；VTT_DDR與GND之間，坐標(8800.00 7525.00) ， (6950.00 6200.00)， (6550.00 6650.00)， (6575.00 11200.00)， (5350.00 11450.00)， (5025.00 11125.00)9/7/202431修改細節nGND切割修改：如右圖紅圈標記兩個位置改為與VCC切割相同，但此處修改會造成其它底層信號線跨切割，實際可行性待評估9/7/202432A 966MHz9/7/202433A 966MHznA 100G在測試中頻點966MHz輻射較高，over 2dB左右是33MHz時鐘的諧波，按以往經驗，只要加上33MHz時鐘的10pF電容即可，但實測效果并沒有改善，借助仿真軟件的幫助，很好的解決了這一問題，當然中間的過程是比較曲折，複雜的，走了很多彎路，以下我只是把其中一些有代表性的數據列出，來說明仿真軟件的有效性。

9/7/202434100G 966MHz仿真結果n初始狀態，所有33MHz的10pF（SIO，LPTCLK是對VCC）全部加上9/7/202435100G 966MHz仿真結果n刪除AGND與GND之間所有電容，加AGND與ACGND之間兩顆電容后9/7/202436100G 966MHz仿真結果n只刪除最下邊一顆AGND與GND之間電容，加AGND與ACGND之間一顆電容后9/7/202437966MHz仿真結果n最終措施：只加PCI2，3時鐘上的10pF，刪除最下邊一顆AGND與GND之間電容，加AGND與ACGND之間一顆電容9/7/202438966MHz仿真結果源端參考電源的時鐘bypass接電源和接地比較n接VCC時9/7/202439966MHz仿真結果源端參考電源的時鐘bypass接電源和接地比較n接GND時9/7/202440966MHz仿真結果源端參考電源的時鐘bypass接電源和接地比較n不接時9/7/202441100G 966MHz仿真結果總結n仿真結果要結合實際情況判斷，最終措施與初始狀態單從圖形上比較，看起來最終措施反而更差，爲什麽遠場測試加了最終措施會改善很多。

我們應該重點關注audio區域諧振的變化，實際有問題時966MHz主要是audio帶出，所以只要措施能夠保證audio區諧振較低即可n時鐘線的bypass電容一定要接地嗎？仿真以及實測結果告訴我們時鐘源端如果參考電源輸出，源端bypass電容接到相應電源會更好我們可以從以上仿真圖形上直觀的看出，而實際測試的情況是，closed case三種情況基本相同，而對於open case，bypass電容接電源會改善3個dB9/7/202442101G 966MHz仿真結果總結n這裡不在詳細列出101G 966MHz的仿真情況，與100G差別不大最終措施也與100G基本相同9/7/202443A 767MHz9/7/202444A 767MHzn767MHz既是48MHz的諧波，也是33MHz的諧波，但到底是哪個產生的遠場輻射？仿真結果如下同樣重點關注audio區附近諧振的變化9/7/202445100G 767MHz仿真結果n無bypass電容9/7/202446100G 767MHz仿真結果n只加33MHz的bypass電容9/7/202447100G 767MHz仿真結果n所有33MHz，48MHz時鐘都加上bypass9/7/202448100G 767MHz仿真結果n只有48MHz加bypass9/7/202449100G 767MHz仿真結果總結n仿真結果與實測完全吻合，bypass電容全加最好，其次是只加48MHz的bypass的情況，只加33MHZ的bypass基本無改善。

實際上48MHz時鐘有兩根，只有到SIO的影響比較大n以上問題基本都是時鐘加bypass電容解決，如果不加bypass電容，通過電源增加退耦電容或者其它方案是否可以解決問題呢？此案例并未嘗試，但接下來的案例有嘗試增加退耦電容以及其它措施解決輻射問題9/7/202450B 960MHz9/7/202451B 960MHzn960MHz是48MHz及24MHZ的諧波，首先嘗試了時鐘線加bypass電容，仿真及實測效果都很理想n如果不加時鐘線上的bypass電容，通過電源平面加退耦，或者其它措施是否能夠解決問題呢？這裡我們注意與之前同樣的問題，問題出在後置audio連接器上，所以我們要重點關注此處的諧振9/7/202452100G 960MHz仿真結果n初始狀態9/7/202453100G 960MHz仿真結果n增加所有bypass電容9/7/202454100G 960MHz仿真結果n只有到SIO的48M上加bypass，看來問題主要出在到SIO的48M時鐘上9/7/202455100G 960MHz仿真結果n只有到SB的48M上加bypass，此時鐘也有一定影響，但并不是主要原因9/7/202456100G 960MHz仿真結果n嘗試多種電源退耦方案，以下是最好的情況，但實測仍然無明顯改善9/7/202457100G 960MHz仿真結果n改變SIO時鐘線的走線，讓其不換層，跨切割，仿真結果如下（無實測驗證）9/7/202458100G 960MHz仿真結果n改變SIO走線及參考面，保證SIO不換層，並且時鐘參考+5V電源（無實測驗證）9/7/202459B 767MHz仿真結果總結n仿真結果與實測吻合，通過加退耦電容的方式很難解決這個問題。

n時鐘走線一定要參考地嗎？有時如果能夠使時鐘參考電源而不換層可能是更佳的選擇n爲什麽說是後置audio連接器的問題，在遠場裸板測試時，只要用手接觸connector，輻射即會下降8dB左右，因為仿真軟件并不會考慮此處的連接器，並且此連接器沒有直接接PCB的地，很可能成為天線9/7/202460仿真實例總結n有了仿真軟件并不是不用我們考慮如何解決問題了，而是需要結合實際情況及經驗做出一些正確的判斷還需要我們打破常規，去驗證一些舊的觀念并發現一些更有價值的東西9/7/202461軟件基本操作及注意事項待續……9/7/202462。