电感和反激变压器设计.docx

第八章 电感和反激变压器设计滤波电感，升压电感和反激变压器都是“功率电感”家族的成员它们的功能是从源 取得能量，存储在磁场中，然后将这些能量(减去损耗)传输到负载反激变压器实际上 是一个多绕组的耦合电感与上一章变压器不同，变压器不希望存储能量，而反激变压器 首先要存储能量，再将磁能转化为电能传输出去耦合滤波电感不同于反激变压器，反激 变压器先储能后释放；而耦合滤波电感同时储能，同时释放8.1 应用场合L⑷ Buck应用电路拓扑、工作频率以及纹波电流等不同，电 感设计考虑的因素也不同用于开关电源(参看图8.1) 的电感有：•单线圈电感一输出滤波电感(Buck)、升压电感TUoUo(Boost)、反激电感(Buck-Boost)和输入滤波电感• 多线圈电感－耦合输出滤波电感、反激变压器电路中，电感有两个工作模式(图8.2 ) ：• 电感电流断续模式－瞬时安匝(在所有线圈中)在每 个开关周期内有一部分时间停留在零状态• 电感电流连续模式－在一个周期内，电感电流尽管可 以过零(如倍流电路中滤波电感)，电感的安匝没有 停留在零的时间在电流连续模式中，纹波电流通常非常小，线圈交 流损耗和磁芯交流损耗一般不重要，尽可能选择较大的 磁通密度以便减少电感的体积，饱和是限制选择磁通密 度大小的主要因素。

但在电流断续模式中交流损耗占主 导地位，磁芯和线圈设计与第 7 章正激变压器相似，主 要考虑的是磁芯损耗和线圈的交直流损耗引起的温升和对效率的影响4安匝8.1.1输出滤波电感(Buck)正激类输出滤波电感和 Buck 变换器输出电感(图8.1(a))相同，一般工作在电流连续模式(图8.2(b))电感量 为U T U T U D( 1 - D) L > o of = o of = i-AI 2kI 2kfIoo(8.1)式中U —电感输入端电压(V)；D —T /T—占空度；U =DU.i on o i—输出电压(V)；；=1/T—开关频率(Hz)； /厂输出电流(A)； T , T =T-T —输入电压的高电平(导通)时间和低电平(截 on of on止)时间k=A 〃2/允许的纹波电流厶I越小，即k越小,O电感 L 越大电流纹波越小，可以选择较小的滤波电容；(a)断续模式I —0 TS(b) 连续模式图 8.2 电感电流模式反之，电感L较小，但电容较大一般选取k=0.05〜0.1例如，假定满载电流I为10A,典型的峰峰值三角波纹波电流厶I为I的20%，即2A O O(在高U•时最坏)，最坏情况下的纹波电流有效值是0.58A(式(6.24)M/ <12 )，而纹波电 流有效值的平方仅0.333A,直流电流的平方是100,因此，如果交流I2R损耗等于直流损耗, R /R 比要大到 300(图 6.9)，一般不可能达到300。

所以，交流线圈损耗通常不重要ac dc此外，磁芯有很大的直流偏磁，纹波电流小，相应的磁通密度摆幅也很小，磁芯交流 损耗也很小因此磁芯的磁通密度选择得越高越好，当然不应当饱和这样，普通损耗较 大的高饱和磁通密度磁材料可用作高频滤波电感例如，高饱和磁通密度的合金带，象硅 钢片DG3—0.05mm以下的带料可用到40kHz又如铁粉芯，Kool mu (铁硅铝粉芯)可用 到100kHz，可以减少成本和尺寸，但磁芯损耗将变大些如果工作在断续模式(图8.2(a)), —般按满载时达到临界连续选择电感：8.2)U T U T U D( 1 - D)L < o of = ° of = -M 21 2 floo式中△ I=2I°比较(8.1)和(8.2)可见，工作在电流断续时电感远小于电流连续时电感值不管是单线圈还是多线圈电感，很少工作在电流断续模式断续模式虽然电感小，但 首先输出滤波电容的纹波电流增加了，电容负担加重其次磁芯磁通主要是脉动分量，磁 芯损耗大线圈交流分量大，不仅考虑直流电阻损耗，还要考虑交流电阻损耗，线圈损耗 增加第三电流连续时输入峰值电流近似等于输出电流，断续时，峰值电流至少是输出电 流的的一倍，加大了功率器件的定额。

第四虽然减少了功率器件开通和二极管反向恢复损 耗，但功率管关断损耗由于电流加倍损耗也成倍增加第五高频时，电流断续要求较小的 电感量(式(8.2))，电感体积似乎可以减少，但从第八章变压器设计知道，在一定的比损 耗下，随着频率升高允许磁感应摆幅下降，电感体积不会下降很多，电流纹波大大加大了 电容的负担；第六在多路输出时，一路电感工作在断续模式，交叉调节性能差所以电感 电流断续用于小功率8.1.2 Boost 和 Boost/Buck 电感图8.1(b)(c)所示的Boost和Boost/Buck电感通常设计在电流连续模式所需的电感量:(8.3)UT U DL〉 i °n iM 2 kfIi式中I=I / n (1-D)—输入电流，Boost中为输入电流平均值；Boost/Buck中为输入电流导通io时间电流的中值n —变换器效率其余符号和式(8.2)相同 如同前面讨论的滤波电感一样，电感设计通常受直流线圈损耗和磁芯饱和限制但是 不少Boost和反激电感设计在电流断续模式，这是因为希望电感值小，从而电感体积小带 来的问题与滤波电感相似的问题断续时需要的电感量：L<在开关电源中，8.4)U T U T U D( 1 — D)i °n — i °n — iAI 21 2 fIioBoost拓扑广泛应用于功率因数校正电路和低电压变换电源中。

在APFC(Active Power Factor Correction)电路中，因输入电压不是直流，而是连续变化的电网 整流的全波波形，这就使得Boost电感设计复杂化由于U随电网电压波形改变时，高次谐 i波也随之发生很大变化高频纹波电流、磁通摆幅、磁芯损耗和线圈损耗在整个整流电网 周期中随着改变不同的APFC应用，情况进一步复杂，Boost拓扑可设计在极其不同的工作模式：固定频 率连续型、变频连续型、临界连续变频型、固定频率断续型、变频断续型和连续模式以及 在电网电压低，小电流期间和轻载时工作断续型和Buck型电感一样，Boost电感设计的限制因素是(a)整个电网周期中平均损耗；(b)在 最大峰值电流时磁芯饱和磁芯最坏情况发生在最大峰值电流时可能饱和在电网电压低时整流电压波形的峰值 处出现最坏情况最常应用的APFC是平均电流型，电感设计相似于电感电流连续Boost电感， 设计时应保证最坏情况一低输入电压的输入电流峰值时磁芯不饱和在输入电压U等于输出 电压U一半时△/最大，是磁芯和线圈交流损耗最坏情况但因为通常△/远小于低频电流， 一般线圈交流损耗忽略不计，按低频电流有效值计算线圈损耗。

磁芯损耗比一般Boost (非 APFC)电感大些基本Boost拓扑没有电流限制能力因此，常在轻载和空载启动APFC即使这样，启动 时，输入电源通过电感要给输出电容从零电压充电，将引起电路谐振或引起电感瞬态饱和 产生的冲击电流基本上与简单的电容滤波相同在低功率应用时，选取更大容量的整流器 件在高功率时，通常要限制冲击电流过大，保护整流器启动冲击电流限制的方法如图8.3所示a)(b)图 8.3 PFC 级启动限流措施o(c)图8.3 (a)在电路中串联一个限流电阻R启动时，APFC级功率管滞后启动，输入电压 经整流电路、L、限流电阻R和升压二极管对输出电容充电，当输出电容电压达到设定电压 时，控制开关Sk闭合，将限流电阻短路，随后启动APFC电路图(b)将图(a)中整流电路中二极管D］和D2换成晶闸管启动时，晶闸管不触发，输入电 压经与晶闸管并联的D3, R］和D4, R2整流R］和R2和图(a)中的R功能相同，限制启动电流 同样当输出电容电压上升到定值时，用直流触发晶闸管导通，晶闸管作为二极管运行也 可以将电阻R］和R2合成一个电阻图(c)将限流电阻R移到交流侧，启动完成后，继电器或双向晶闸管触发导通，将限流电 阻R短路。

为避免电感启动饱和，以上限流电路一般在整流输出和Boost输出端之间接一个二极管， 启动时，将电感短路最简单的限流 是在输出电容 电路中串 联一个热敏电 阻NTC(Negative Temperature Coefficient)o在启动时冷态电阻较大，限制启动电流，正常工作以后，温度升高，电阻下降这种电路对反复启动限流能力差，也等效增加了电容的ESR8.1.3 反激变压器 反激变压器即使工作在电感电流连续模式，尽管总安 匝不会停留在零，但是，对于反激变压器的每个线圈来说， 线圈电流总是处于断续状态当然电流(安匝)断续更是 如此这是因为开关期间，电流(安匝)在初级和次级之 间来回转换，如图 8.4 所示即初级安匝减少时，次级安匝 等量增加，反之亦然虽然总安匝是连续的，纹波很小， 但每个线圈的电流交替由零到最高峰值之间变化无论什 麽工作模式，线圈交流损耗大磁芯与线圈不同，因总安 匝纹波很小，磁芯有很大的直流偏磁，很小的磁通密度摆幅 模式一样，磁芯损耗很小安匝连续时所需的电感量：L、U T U D U D( 1 - D) NL 〉 i on i i ■ 1i 一 AI 2 kfl 2 kfl N1 1 o 2因此和先前讨论的电流连续(8.5)式中k=A /]//]=△ I2/I2； I], I2—初级和次级脉冲电流的中值。

竹，N2—初级和次级匝数；其 余符号与前面相同电流断续模式线圈和磁芯损耗都大在最大负载时，接近临界连续要求的电感量为 L / U T U D U D( 1 - D) N L V i on i i ■ 11 AI 2 fI 2 fI N1 1 o 22fIo8.6)8.1.4 耦合滤波电感 在正激、半桥和全桥等变换器中，如果要求多路输出，通常各路输出各自单独用一个 电感和一个电容滤波输出电压仅一路闭环调节，其余输出电路开环工作图8.5是3输出的 正激变换器的例子，每路都有一个滤波电感 1＃输出闭环工作，而其余各路开环工作当各路电感电流连续时，n路输出电压为(8.7)no式中U.—输入直流电压；u—功率管压降，还应当包 is含初级线圈电阻压降；N2—次级线圈匝数；N]—初级线圈匝数；Ud—次级整流器压降，还应当包含电感线d圈的电阻压降；D=T /T—占空度假定功率开关压降 on为IV,如果输出为10V以下的低电压，一般采用肖特U一 23L3L2 £N21L1U2fPWM误差放大输出检测Uo1—0图 8.4 多路输出正激变换器基二极管整流和续流，压降为0.5V；如输出高电压采用快恢复二极管，一般在IV左右。

上式可简化为no(U - 1)竺-0.5iN1D = \u - 0.5]D2(8.7a)式(8.7a )中匕为输出次级线圈上电压幅值由于1#输出Uo1是闭环调节，如果电感电流连续，整流压降变化很小，输出电压与负载基本上无关当输入电压变化时，调节占空度D 保持输出电压稳定，其它输出也应当稳定，只是由于开关压降、二极管压降以及线圈电阻 压降随输出电流变化而变化，电感电流连续时一般输出电压变化不大如果某路输出电流减少到临界连续电流以下，该路输出电压将随负载电流变化，输出 与输入电压的关系为(8.8。