第六章有源微波电路.ppt

第六章第六章    有源微波电路有源微波电路 6.16.1引言引言      按我国工业界习惯，有源微波电路通常是指包含微波半导体管的按我国工业界习惯，有源微波电路通常是指包含微波半导体管的电路例如，电路例如，微波低噪声放大器、功率放大器、微波混频器、上微波低噪声放大器、功率放大器、微波混频器、上变频器、微波倍频器、微波振荡器、微波检波器、微波开关、微变频器、微波倍频器、微波振荡器、微波检波器、微波开关、微波限幅器等波限幅器等此处需注意，国外书籍和文献中所说的有源电路此处需注意，国外书籍和文献中所说的有源电路(active circuit)仅指有高频能量增长的电路，如放大器、振荡器仅指有高频能量增长的电路，如放大器、振荡器等，而混频器、检波器、开关、限幅器等均归入无源电路等，而混频器、检波器、开关、限幅器等均归入无源电路(passive circuit)类             为了实现上述各种功能的微波电路，研制了多种性能各异的为了实现上述各种功能的微波电路，研制了多种性能各异的半导体器件以适应不同的技术特性要求例如三极管有双极性晶半导体器件以适应不同的技术特性要求例如三极管有双极性晶体管体管(bipolar junction transistor，，BJT)、场效应晶体管、场效应晶体管(MEtal Semiconductor Field-Effect Transistor，，MESFET)、高电子迁移、高电子迁移率晶体管率晶体管(High Electron Mobility Transistor，，HEMT)、异质结晶、异质结晶体管体管(Heterojunction Bipolar Transistor，， HBT)、金属氧化物场、金属氧化物场效应管效应管(double-diffused metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，，DMOSFET)，双栅场效应管，双栅场效应管(dual-gate field-effect transistor，，DGFET)等；等； 二极管有用于混频器的肖特基势垒二极管混频器的肖特基势垒二极管，用于检波器检波器的低势垒管和反向管的低势垒管和反向管，用于振荡器的体效应管和雪崩管振荡器的体效应管和雪崩管，用于倍频的变容管和阶跃恢复管倍频的变容管和阶跃恢复管，用于开关或衰减器的开关或衰减器的PINPIN管管等。

在众多的微波电路和半导体器件中，放大器、混频器和振荡器是基本部件，是各类电子系统中几乎均不可缺少的部件因此在本书中，我们仅以放大器、混频器和振荡器放大器、混频器和振荡器作为主要的讲解对象，同时介绍这些电路中所用的半导体器件为了能合理选择与正确使用各种半导体器件，本章还用适当篇幅介绍主要的微波半导体管的结构、特性和工作机理微波半导体管的结构、特性和工作机理只有对微波半导体管的性能有足够的了解，才便于正确设计与调测出优良的微波电路6.2 6.2 微波晶体管放大器微波晶体管放大器 微波放大器按照用途用途分类可包括：低噪声放大器低噪声放大器，用于接收设备的前端，通常噪声系数为0.3dB～1dB；功率放大器功率放大器，用作发射机后缀，通常指功率为1瓦至几十瓦量级的放大器；宽频带放大器宽频带放大器，通常指频带大于30%直至许多个倍频程微波放大器的频率范围，一般是指1GHz以上，目前最高频率可做到40GHz左右 6.2.1 6.2.1 微波晶体管微波晶体管 微波晶体管从结构与机理上可分为两大类，即双极晶体双极晶体管管(BJT)(BJT)和场效应晶体管和场效应晶体管(FET)(FET)。

微波晶体管的材料主要有硅和砷化镓双极型微波管BJT采用硅材料制成，适用于较低频段，f为0.1GHz～4GHz，价格便宜，可满足一般要求；异质结双极晶体管(HBT)，用不同材料构成的半导体结称为异质结，它具有很好的高频特性，工作频率范围f为2GHz～40GHz，其特点是相位噪声低、适用于微波振荡器  近些年新出现的硅/锗异质结微波管Si/Ge HBT，由于采用Si工艺，因此成本低廉，但工作频率远高于BJT，f可望超过10GHz场效应管中较低频段的是金属氧化物场效应管(MOSFET)，但是随着结构与工艺改进，横向扩散金属氧化物半导体场效应管 （Laterally Diffused Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Tran-sistor， LDMOSFET ）可达到GHz范围，功率可高达几百瓦，是很有前途的低微波频段大功率放大器件微波频段最常用的仍是金属半导体场效应管(MESFET)，它用GaAs制成，工作频率范围f为2GHz～20GHz，用于小信号的一般放大器和功率放大器高电子迁移率晶体管(HEMT)用GaAs和AlGaAs材料，它的特点是噪声低、频率高，工作频率f为2GHz～40GHz或更高阶段，常用作低噪声放大器，常用的几种微波晶体管性能、特点和用途的比较列于表6.1，表中所列为近似量级可供电路设计选择晶体管的参考。

表6.1 常用微波晶体管性能 1. 双极晶体管（双极晶体管（BJT）） 常用的NPN微波双极晶体管的工作原理与相应的低频双极晶体管相同，只是为提高工作频率在结构上有些改变一种典型的NPN双极晶体管的平面梳状结构示意图如图6.1所示图中，(a)是梳状结构的剖面图，(b)是符号，(c)是电极梳状结构平面图为了简单起见，仅画出了一部分发射极和基极下面利用图6.1(a)简单讲述工艺结构的制作过程：首先在N+型衬底上生长一层外延层构成N型集电极，在外延层上扩散形成P型基区，然后在基区平面上按梳状结构形成N+型发射区和P+型基区以制作发射极和基极的欧姆接触，这样就形成了NPN型平面梳状微波双极晶体管 气体中正离子同自由电子或负离子碰撞时俘获电子形成中性原子或分子的过程气体中正离子同自由电子或负离子碰撞时俘获电子形成中性原子或分子的过程前者称为电子－离子复合，简称电子复合；后者称为离子前者称为电子－离子复合，简称电子复合；后者称为离子-离子复合离子复合,简称离子简称离子复合复合是电离的反过程，是气体中使带电粒子数减少的重要过程气体中电离停复合是电离的反过程，是气体中使带电粒子数减少的重要过程。

气体中电离停止后，单位时间、单位体积内由于复合而消失的带电粒子数与正、负离子或电止后，单位时间、单位体积内由于复合而消失的带电粒子数与正、负离子或电子的密度子的密度n+、、n-成正比，成正比，通常通常n+=n-=n，，(a)(b)(c)图6.1 NPN双极晶体管的符号和平面梳状结构示意图（a）梳状结构剖面图（b）符号（c）简化的平面梳状结构 图6.2所示是双极晶体管的管芯等效电路，对照图6.1(a)可帮助我们理解等效电路中各个元件的意义RB是基极串联电阻，RE是正向偏置发射结电阻，RC是集电极串联电阻，CC是集电结电容，CDE是正向偏置发射结扩散电容，CTE是正向偏置发射结势垒电容α是当集电极和基极交流短路时的电流传输系数，表示为（6.2.1） 式中，α0是α的低频值，ω为工作频率，ωa为α的截止频率，α还有一附加的相位，此处省去图6.2 双极晶体管管芯等效电路 晶体管噪声的来源主要有三部分：⑴ 热噪声—主要由基极电阻RB引起⑵ 散粒噪声—主要是发射极电流IE的散粒噪声以及分配噪声（发射极电流分成IC和IB的随机起伏）组成⑶ 闪烁噪声—又称1/f噪声，主要由离子复合引起。

肖特基势垒肖特基势垒是指具有整流特性的金属是指具有整流特性的金属-半导体接触，就如同二极管具有整半导体接触，就如同二极管具有整流特性是金属流特性是金属-半导体边界上形成的具有整流作用的区域半导体边界上形成的具有整流作用的区域肖特基势垒肖特基势垒相较于相较于PN结最大的区别在于具有较低的结最大的区别在于具有较低的接面电压接面电压，以及在金属端具有相，以及在金属端具有相当薄的当薄的(几乎不存在几乎不存在)耗尽层耗尽层宽度  为了计算双极晶体管的噪声系数，许多学者进行了推导，下面列出其中一种结果 (6.2.2) 由公式(6.2.2)可看出，噪声系数是信号源阻抗Zs=(Rs+jXs)的函数，将式(6.2.2)对Rs和Xs求导，并令导数等于零，便可解出使噪声系数为最小值时的信源电阻Rsopt和电抗Xsopt以及最小噪声系数值FminRsopt和Xsopt称为晶体管的最佳信源阻抗，是微波晶体管噪声的重要参数，通常由生产厂家给出，作为设计低噪声放大器的依据有关最佳噪声参数问题，后面还将详细介绍  最小噪声系数有不少简化改进公式，其中福井公式 (6.2.3) 在S波段以下与实验结果吻合较好。

式中 (6.2.4)室温情况下T=290K，有 fT是晶体管截止频率，IC是集电极电流，单位为mA  由此公式可知，为获得低噪声放大器需要RB小、fT高由此式还可以得知噪声系数和频率的关系如图6.3所示 图6.3中，f1是下转角频率，f2是上转角频率，f1和f2之间是正常的工作频率范围，超过f2以上频段的噪声以“6dB/倍频程”的速率快速增长f2的近似值以 f1以下频段是以1/f噪声为主对于BJT管，1/f噪声较小，f1大约为100Hz~200Hz，f2大约为2GHz~3GHz 图6.3 BJT噪声分布 噪声系数和集电极电流的关系，如图6.4所示通常BJT噪声最佳的集电极电流ICopt约为2mA~5mA根据BJT等效电路还可以得到功率增益的近似表达式为 (6.2.5)由此式可知BJT的功率增益G随工作频率的平方 的增加而下降。

换句话说，G将以“6dB/倍频程”降低的规律变化图6.4 噪声系数和集电极电流的关系 2. 金属半导体场效应晶体管（MESFET） 图6.5是MESFET的结构、符号和直流电特性图从结构示意图可以看出，MESFET的工艺过程大致是这样的：用半绝缘的GaAs材料做衬底，在衬底上生长出非常薄的N型外延层，称作有源层沟道在外延层上做上三个电极：源极S、栅极G、漏极D栅极与N型外延层之间为肖特基结，在栅极下形成耗尽层源极、漏极与N型外延层之间为欧姆接触如果栅-源之间的电压VGS为负值，即栅极电压为负，则耗尽层变宽使沟道变窄，阻止电子流通过有源层沟道，从而控制漏极电流IDS的变化，当VGS足够负时沟道被耗尽层夹断，此时的VGS成为夹断电压，记作VP 图6.5 MESFET结构示意图、符号和直流特性 如果MESFET是工作在小信号A类工作状态，耗尽层仅受到VGS的控制，用较少的栅极交流信号电压可以控制较大的漏极电流，这就是功率放大的机理它的集总参数的等效电路示意于图6.6，这个等效电路直接与器件的物理参数相关，对于12GHz以下的频率是适用的。

将图6.6(a)与6.6(b)对照，读者可以看出集总参数等效电路各元件的物理意义和位置CGS是栅源结电容，ＣDG是栅漏部分耗尽层结电容，(CGS+CDG)是栅极与沟道间耗尽层总电容CDC是沟道中电荷偶极层电容，称为畴电容，在简化的等效电路中常被省略RDS是沟道电阻CDS是源极与漏极间的衬底电容RS、RG和RD分别是源极、栅极和漏极的分布参数电阻，包括体电阻和引出端的欧姆接触电阻图6.6 MESFET等效电路 gmVGS是受控电流源，显然漏极电流是受VGS的控制，gm是小信号跨导，与工作频率有关，在12GHz以下的频率，可近似认为gm就等于低频跨导gm0，gm0的定义式为 (6.2.6)比较精确的gm的表示式为 式中，τ0是载流子在沟道中从源端到漏端的渡越时间，通常为ps的量级，ωy为跨导的截止频率，通常为数十到数百GHz，因此ω/ωy <<1上述各个等效参量的数值取决于MESFET的材料和物理尺寸 (6.2.7) 如果采用小信号S参量法设计MESFET放大器，可以避开上述复杂的集总参数等效电路通常，厂家会提供管子的S参量，或由放大器的设计者通过测量得到。

由于GaAs的电子迁移率比Si高约7倍，因此工作频率远高于Si BJT，可达20GHz 为了再提高FET的工作频率，需要缩短栅极长度（即减少沟道耗尽层长度）以减少载流子的渡越时间当栅长缩短到一定程度后，大约小于1μm时即将出现短沟道效应，限制了工作频率的升高为了说明什么是短沟道效应，需介绍GaAs的能带结构 砷化镓的能带结构示意图如图6.7所示砷化镓半导体材料具有7个能谷（导带），具有最低能量的主谷及附近的一个子谷起主要作用该图的纵坐标是能量，横坐标是波数（电子的波数），横坐标上所注明的[100]表示晶格的方向由于晶格对主谷电子的束缚作用弱，迁移率比较大，μL=7600cm2/(V·S)，而晶格对子谷电子有较强的束缚作用，迁移率小，μV=160cm2/(V·S)  正常情况下低能量的电子不能从主谷跃迁到子谷中去，但是如果外加电场供给电子能量，当电场强度达到一定数值时，便有电子从主谷跃迁到子谷中去根据这一特点可以得出砷化镓晶体中的电子“漂移速度-电场”特性，如图6.8所示图中纵坐标是电子漂移速度，横坐标是砷化镓材料中的电场强度。

图6.7 砷化镓能带结构图图6.8 “漂移速度-电场”特性 用双谷的概念和最简单的方程可以说明图6.8的典型的“漂移速度-电场”特性是如何形成的设总的运动电子数为n，它等于主谷中的电子数nL（| E |）和子谷中的电子数nV（| E |）之和，即 式中，| E |是是材料中电场强度平均迁移率为 电子的平均漂移速度 为 电子从电场取得的能量超过0.36eV时，电子将从主谷跃迁到子谷，相应的电场称作阈值电场，记作Eth6.2.8)(6.2.9)(6.2.10)图6.8的 →| E | 曲线分成三段，前两段的方程为 ， (6.2.11)(6.2.12)随着电场的增加，有更多的电子跃迁到子谷，但子谷电子的迁移率比较低，这将导致平均迁移率的下降 随着栅长的缩短，沟道变短，而VDS不变的情况下，沟道电场强度将增大栅长很短时，沟道最窄处的电场将超过临界电场Eth，造成电子向子谷跃迁，而导致电子漂移速度下降，使工作频率不能升高短沟道电场强度E和电子漂移速度υ的分布示于图6.9电子漂移速度的下降，还使IDS不随栅极信号电压的增长而增长，呈现类似饱和现象，从而交流功率也下降。

图6.9 GaAs短沟道电场强度E和电子漂移速度υ的分布 FET的噪声来源主要由三部分组成：⑴ 热噪声包括沟道热噪声 以及由 通过栅极电容CGS及CDG耦合到栅极上的感应噪声频率愈高，感应噪声也愈大⑵ 高场扩散噪声和谷际散射噪声这是由于当电场强度超过饱和电场（Eb=3000V/cm）时，即饱和状态下电子随机性产生的噪声 ⑶ 闪烁噪声由于GaAs晶格的陷阱效应，它的1/f噪声远高于Si BJT中的1/f噪声其转角频率f1可高达百兆赫 GaAs FET在高频区的最小噪声系数与频率的关系近似为 式中，fT是当共源极电流放大系数为1时的频率，叫特征频率，表示为 (6.2.13)(6.2.14)式(6.2.13)中P因子与沟道噪声inD及偏置有关，R因子与栅极感应噪声inG及尺寸有关，C因子是inD和inG的相关系数我们所关心的是噪声随频率变化的关系，由式(6.2.13)可以看出，GaAs FET的最小噪声系数和工作频率f成正比，而不是平方关系 也就是说Fmin超过第2转角频率f2以后将以“3dB/oct”的速率增大。

因此FET的高频区噪声特性优于Si BJT而且第2转角频率f2也高达20GHz左右但是1/f噪声要比BJT大许多，所以FET作振荡器时将有较大的相位噪声最小噪声系数和频率关系见图6.10，图中同时画出了Si BJT的噪声系数随频率的变化曲线，以用于比较 图6.10 GaAs FET和Si BJT的最小噪声系数 3.高电子迁移率晶体管（HEMT） 前面所述的半导体结都是同种半导体材料以不同掺杂构成的同质结，HEMT是利用异质结（不同半导体材料所构成的结）的特殊性能来突破GaAsFET的频率上限，图6.11所示为HEMT的原理结构最下部是半绝缘GaAs衬底，厚度约0.2mm，在衬底上外延出一层厚度约为150埃的GaAs作为沟道，沟道上部是N型n－AlGaAs层不掺杂的GaAs和N型n－AlGaAs构成异质结在此两层半导体之间还增加了很薄的一层不掺杂的AlGaAs（厚度30埃）作为隔离层，见图中的虚线位置最上部的源极S和漏极D与N型n－AlGaAs之间增加N型重掺杂的n+AlGaAs是为了给源极和漏极引出端提供良好的电接触 图6.11 HEMT的原理结构 HEMT工作的物理机理是这样的：栅极G加负电压时，在G的下面形成耗尽层，n－AlGaAs内的杂质离化自由电子被转移到GaAs一侧，这些自由电子在垂直方向受势阱约束，只在异质结下面水平方向可以运动，叫做二维电子气（2DEG）。

由于沟道是不掺杂的GaAs，消除了杂质散射，因此电子迁移率比MESFET的N型掺杂沟道迁移率几乎高出一倍沟道中的二维电子气浓度随栅极电压变化，因此栅极电压控制了IDS的大小此外，由于沟道中电场分布比较均匀，这样就减弱了MESFET的短沟道效应隔离层是一层很薄的不掺杂的AlGaAs，它可以使二维电子气中的电子在空间上与原来附属的施主杂质（n－AlGaAs层）相对脱离，减弱了杂质干扰，从而进一步使电子迁移率提高但该夹层可能使二维电子气浓度下降，因此其厚度应该尽可能的薄这几层厚度很薄，掺杂浓度相差大，控制精度要求高，因此需要用分子外延等复杂工艺 二维电子气在漏极正电压作用下，由源极向漏极运动，形成漏极电流IDS，而外加栅压VGS将直接控制进入GaAs沟道的二维电子气浓度因此通过控制VGS就控制了IDS，可见HEMT的工作原理和MESFET既类似，又有不同由于这些结构和材料的改进，使HEMT的工作频率上限提高到40GHz以上，同时由于栅长缩短，电子迁移率提高，使HEMT的噪声降低，在S波段的噪声系数可低达0.3dB另外还有改进型的电子迁移率晶体管，用InGaAs代替GaAs做沟道材料，InGaAs具有更高的电子漂移饱和速度和更高的二维电子气浓度，可进一步降低噪声和提高工作频率，这种微波管通常简称为PHEMT。

一个典型的有封装HEMT的小信号的S参量列于表6.2 表6.2 一个典型的有封装HEMT的小信号的S参量和噪声系数(VDS=2V,IDS=10mA) 4.异质结晶体管（HBT） HBT和BJT都是结型管件，结构上有相似之处，HBT的 发射结由N型AlGaAs和P型GaAs组成异质结，集电极是P型GaAs和N型GaAs组成的同质结基区重掺杂使电阻RB减小，发射极集边效应的改善可减小发射极面积，也使电容CE减小砷化镓材料的电子迁移率是硅的6倍，因此电子可能以极高速度穿越基区这些因素都使HBT的频率提高，噪声下降 电性能也达到微波频段要求，而且1/f噪声和BJT相近，做振荡器时优于FET 近年来由于锗工艺技术的发展，又出现了发射结由Si和Si-Ge构成的异质结晶体管，Si/Ge HBT的噪声系数和特征频率比GaAs HBT要差一些但是由于Si材料和Si工艺技术成熟、工艺设备完善，因此Si/Ge HBT较GaAs HBT的成本价格低很多 6.2.26.2.2微波晶体管放大器的增益微波晶体管放大器的增益 微波晶体管放大器从使用的角度可分为宽带型、低噪声型及功率型等。

每一种类型的放大器都有各自的设计技术，但是也有共同的问题，例如增益、反射系数、稳定性等微波晶体管和放大器都是用S参数表征和进行分析的图6.12给出单级微波晶体管放大器的标准图，虚线框内表示一个完整的放大器 6.2.26.2.2微波晶体管放大器的增益微波晶体管放大器的增益 微波晶体管放大器从使用的角度可分为宽带型、低噪声型及功率型等每一种类型的放大器都有各自的设计技术，但是也有共同的问题，例如增益、反射系数、稳定性等微波晶体管和放大器都是用S参数表征和进行分析的图6.12给出单级微波晶体管放大器的标准图，虚线框内表示一个完整的放大器  根据前面讲过的微波网络理论，可以得知图6.12中输入和输出端的反射系数分别为Γin和Γout ，各自表示为 图6.12 微波晶体管放大器框图(6.2.15)(6.2.16) 通常，Γin是晶体管S参数和ΓL的函数，Γout是晶体管S参数和Γs的函数微波放大器增益的定义有好几种，最常用的是传输功率增益功率增益GT，它的定义是 (6.2.17)其中，PL负载吸收的功率，吸收的功率，Pa是信号源的是信号源的资用功率。

用功率资用用功率是指功率是指负载与信号源全匹配与信号源全匹配时信号源能信号源能给出的最大信号出的最大信号功率根据图6.12可以推导出传输功率增益功率增益GT为 (6.2.18)式中的S11、S21、S12、S22皆为微波晶体管的S参数 可见传输功率增益GT与微波管的S参数和负载及信源匹配状况（即Гs和ГL）都有关系GT的的物物理理意意义是是：：插插入入放放大大器器后后，，标准准负载实际得得到到的的功功率率比比没没有有放放大大器器时负载得得到到功功率率增增大大的的倍倍数数因因此此传输功功率率增增益益GT是是实际工工程程中中含含义明明确而且确而且实用的功率增益用的功率增益 当设计调整好输入和输出匹配网络之后，使使微微波波管管的的输入入和和输出出端端都都处于于共共轭匹匹配配时，，即即                              时，，负载得得到到最最大大传输功功率率，，此此时GT最最大大，，达达到到双双向向共共轭匹匹配配此此时的的功功率率增增益益GTmax在在文文献献、、产品品资料料和和微微波波电路路设计软件件中中常常用用MAG（（maximum available Gain））符符号号表表示示。

图6.12中，当没有输入和输出匹配网络时，即微波管前接50Ω信源，式中的Гs=ГL=0，GT= |S21|2式(6.2.18)清楚地说明了晶体管S21的物理含义式中的各参数都是复数，通常都用计算机运算 6.2.36.2.3微波晶体管放大器的微波晶体管放大器的稳定性定性 微波晶体管放大器的稳定性是个特殊而且重要的理论问题微波晶体管放大器自身存在不微波晶体管放大器自身存在不稳定因素，主要是由于微定因素，主要是由于微波晶体管内部有反波晶体管内部有反馈，体，体现为S12，它表示了微波管内的反，它表示了微波管内的反向向传输当当S12较大且相位适当大且相位适当时，将构成正反，将构成正反馈振振荡或者或者使放大特性紊乱使放大特性紊乱根据微波管的根据微波管的S参数可以分参数可以分为无条件无条件稳定定(又称又称绝对稳定定)和有条件和有条件稳定定(又称潜在不又称潜在不稳定定)两种状两种状态无条件稳定指的是负载(即ГL)和信源(即Гs)可以任意设计，放大器均能够稳定工作有条件稳定指的是负载和信源的阻抗状态必须满足一定的条件时，放大器才能稳定工作 1.1.稳定判别圆稳定判别圆 当当输入反射系数大于入反射系数大于1，即，即           时，，说明放大器明放大器输入入端的反射波大于入射波，端的反射波大于入射波，这时放大器放大器处于不于不稳定状定状态，有可，有可能能产生自激振生自激振荡。

  公式(6.2.15)和(6.2.16)表明对某一器件，Γin是是负载端反射端反射系数系数ΓL的函数可以利用复的函数可以利用复变函数中保角映射的概念：在函数中保角映射的概念：在Γin复平面上的复平面上的单位位圆(             )映射到映射到ΓL复平面上复平面上还是是圆，，在在图6.13中此映射中此映射圆为S2圆S2圆将将ΓL平面分成平面分成圆内区及内区及圆外区两个部分，一部分外区两个部分，一部分对应Γin平面上的平面上的单位位圆内内(           )的区域；另一部分的区域；另一部分对应Γin平面上平面上单位位圆外的区域外的区域(           )由式（6.2.15）得 式中， 当当ΓL=0时，，Γin=S11 此时在在ΓL 平平面上的原点（面上的原点（ΓL=0）和）和 Γin平面上的平面上的S11点互点互为映射点由此可知，有以下两种情况 (6.2.19) ⑴ |S11| <1时，|Γin|<1，此时由于S11点落在单位圆内，说明放大器工作是稳定的Γin复平面的复平面的S11对对应应ΓL复平面内的原点，此点一定是稳定点，若复平面内的原点，此点一定是稳定点，若S2圆圆不包含原点，则不包含原点，则S2圆外为稳定区，圆外为稳定区，S2圆内为不稳定区圆内为不稳定区（图（图6.13(b)所示）所示）；若S2圆包含ΓL圆的原点，则S2圆内为稳定区，圆外为不稳定区(图6.13(c)所示)。

在标在标准负载的情况下，必然有准负载的情况下，必然有|ΓL| <1 ，因此图中仅将ΓL单位圆内（|ΓL|=1）的不稳定区划出阴影，在此范围内放大器工作是不稳定的 图图6.13 稳定判别圆的概念稳定判别圆的概念|S11| <1时，若时，若S2圆不圆不包含原点，则包含原点，则S2圆外圆外为稳定区，为稳定区，S2圆内为圆内为不稳定区不稳定区 ⑵ |S11| >1，一般微波晶体管器件本身的|S11|均小于1，不会发生这种情况 由以上分析可知，在在 |S11| <1的条件下，的条件下，S2圆将圆将ΓL平面分成平面分成 圆内和圆外两个区，其中包含原点（圆内和圆外两个区，其中包含原点（ΓL=0）的部分是稳定区，）的部分是稳定区，另一部分为不稳定区另一部分为不稳定区因此称S2圆为“稳定判别圆”为了确定S2圆的位置，需求其圆心和半径的坐标 由式(6.2.19)，令|Γin|=1，可得 （6.2.20） 利用复数绝对值恒等式的关系，得利用复数绝对值恒等式的关系，得（6.2.21） 式中（6.2.22a） （6.2.22b） 方程（方程（6.2.21）描述了）描述了S2圆在在ΓL复平面上的复平面上的轨迹。

迹 令 （6.2.23a） （6.2.23b） 得 （6.2.24） 通过配方使之成为标准的圆方程，即（6.2.25 ） 求得标准圆方程为（6.2.26） 此即是S2圆，圆心位置圆心位置R和半径和半径ρ是是 （6.2.27a）（6.2.27b） 由以上推导可知，S2 圆在ΓL复平面上的位置、大小及与单位圆相对的关系与S参数密切相关但综合来看，可以归纳为两种情况、6种可能性  当当|S11|<1时这两种情况分别为：时这两种情况分别为：（1）（2）（6.2.28a）（6.2.28b）        R为为ΓL=0的点（即的点（即ΓL=1的圆心）至的圆心）至S2圆的圆心之间的圆的圆心之间的距离（因是在距离（因是在ΓL复平面上），复平面上），ρ为为S2圆的半径圆的半径 圆方程圆方程|ΓL-R|2 = 2圆方程圆方程|ΓL-R|2 = 2 根据上述不稳定的两种情况可以推断有根据上述不稳定的两种情况可以推断有6种可能性按照公种可能性按照公式（式（6.2.28a）可以得到）可以得到6.14的的(a)、、(b)、、(c)3种可能性，它们是种可能性，它们是S2圆外为稳定区，圆外为稳定区，S2圆内为不稳定区；圆内为不稳定区；按照公式（按照公式（6.2.28 b）可）可以得到图以得到图6.14的的(d)、、(e)、、(f)3种可能性，它们的种可能性，它们的 S2圆外为不稳圆外为不稳定区，定区，S2圆内为稳定区。

圆内为稳定区 看看S2圆是否包含圆是否包含ΓL=0的点 仿照以上方法，由 ，可以得到在Γs平面上的稳定判别圆（S1圆）S1圆的方程为 ，S1圆的圆心位置R1和半径ρ1分别为，（6.2.29）注意R，与R1，1的区别图图6.14 ΓL平面上的稳定性判别圆（平面上的稳定性判别圆（|S11|<1的情况）的情况） 绝对稳定是指对任意绝对稳定是指对任意          的负载都满足的负载都满足          ；同时对任；同时对任意意           也都满足也都满足           ，则这样的晶体管的两端口网络是，则这样的晶体管的两端口网络是绝对稳定的，即无条件稳定用这样的晶体管设计放大器，绝对稳定的，即无条件稳定用这样的晶体管设计放大器，其两端口的无源阻抗都可以任选其两端口的无源阻抗都可以任选  潜在不稳定性是指在潜在不稳定性是指在          单位圆内存在不稳定区，图单位圆内存在不稳定区，图6.14(b)、、(c)、、(f)、、(e)中阴影范围内是不稳定区，设计放中阴影范围内是不稳定区，设计放大器时要避开不稳定区。

而且，晶体管输入、输出端互相大器时要避开不稳定区而且，晶体管输入、输出端互相影响，设计是要保证在影响，设计是要保证在ΓL、、Γs是两个平面上同时避开不稳是两个平面上同时避开不稳定区  实践证明，绝大部分的微波晶体管产品的稳定性都属实践证明，绝大部分的微波晶体管产品的稳定性都属于图于图6.2.14(a)和和(b)两种可能性，其他两种可能性，其他4种可能性很少遇到种可能性很少遇到 2.绝对稳定的充要条件绝对稳定的充要条件 实际设计时，希望能根据测量的晶体管的实际设计时，希望能根据测量的晶体管的S参数，简易参数，简易地直接判断是否绝对稳定，而不必通过作图来判别，地直接判断是否绝对稳定，而不必通过作图来判别，为此需要推导绝对稳定的必要条件和充分条件 ⑴⑴必要条件必要条件 在绝对稳定时， ， 于是有 利用式（6.2.27b），得由式（6.2.27a）和式（6.2.22）得故得由于所以（6.2.30）（6.2.31）（6.2.32） K称为稳定系数。

对一个具体的晶体管，只要测得其称为稳定系数对一个具体的晶体管，只要测得其S参数，参数，就可以根据式（就可以根据式（6.2.33）判断其稳定与否判断其稳定与否 同理，推导 ， 的情况若 得（6.2.33） 由式（6.2.27a）和式（6.2.22），当ρ>1时，可以得到由于 ，故上式可以化为（6.2.34）  可见此式与式（可见此式与式（6.2.33）一致，所以）一致，所以K>1是输是输入绝对稳定的必要条件入绝对稳定的必要条件6.2.35） 由于由于 ，上式去掉分母之后不等式应换号，，上式去掉分母之后不等式应换号，所以有所以有 （6.2.37） （6.2.36） 得 ⑵⑵ 充分条件充分条件 下面证明充分性将式(6.2.37) K>1倒推回去，除了 的条件外，必须补充一个条件，即ρ>1，才能保证充分性（S2圆需包括L=0点），从图6.2.14(d)亦可看出这个条件。

由式(6.2.27b)有 即代入 的条件，上式可改写为将式（6.2.36）移项并代入上式，得因此，需增加式（因此，需增加式（6.2.39）作为绝对稳定的充分条件之一作为绝对稳定的充分条件之一6.2.39） （6.2.38）  再由图6.14（a）可得出，当 和K>1时，由式（6.2.31）得至此，证明了图图6.14（（a）和）和(b)输入端口绝对稳定的充要条件输入端口绝对稳定的充要条件为为用同样的方法考察用同样的方法考察Γs平面上稳定判别圆（平面上稳定判别圆（S1圆），亦可证明圆），亦可证明输出端口绝对稳定的充要条件为输出端口绝对稳定的充要条件为（6.2.40） （6.2.42） （6.2.41）  因此，要保证晶体管放大器两个端口都绝对稳定，两端口要保证晶体管放大器两个端口都绝对稳定，两端口网络输入和输出绝对稳定的充要条件为网络输入和输出绝对稳定的充要条件为（6.2.43） 实践证明，若实践证明，若K>1成立，则成立，则               和和              一定同时大于一定同时大于或同时小于或同时小于             ，因此只需检验其中两项，即式（，因此只需检验其中两项，即式（6.2.41））或式（或式（6.2.42）就能作为晶体管双口网络的绝对稳定的充要条）就能作为晶体管双口网络的绝对稳定的充要条件。

件 在在设计放大器放大器时应首先根据晶体管的散射参量首先根据晶体管的散射参量计算算稳定系数定系数K ，若，若满足无条件足无条件稳定的条件，定的条件，则可用任意信可用任意信源阻抗和源阻抗和负载阻抗阻抗设计微波晶体管放大器，否微波晶体管放大器，否则需画出需画出稳定定圆，，选择适当的信源阻抗和适当的信源阻抗和负载阻抗避开不阻抗避开不稳定区在研究放大器的在研究放大器的稳定性定性时必必须对放大器要求的放大器要求的频带内和内和频带外的外的稳定性都要定性都要检查，尤其是，尤其是频带外低外低频端由于增端由于增益高更容易益高更容易处于不于不稳定状定状态，，如果工作频带外出现自激振荡，将会对带内引入大量干扰波和噪声实际上，式（6.2.43）是一个很严格的判据，工程设计时，只要得到K接近于1这样一个条件即够了由于复数运算比较复杂费力，因此实际运算常靠计算机软件来完成 6.2.4 6.2.4 微波晶体管放大器的噪声系数微波晶体管放大器的噪声系数 噪声系数是小信号微波晶体管放大器的一个重要指标如果用噪声等效电路来计算整个放大器的噪声系数，那就太如果用噪声等效电路来计算整个放大器的噪声系数，那就太复杂了。

采用有源二端口网络模型可以简化为噪声系数的计复杂了采用有源二端口网络模型可以简化为噪声系数的计算算，并能研究噪声系数与信源阻抗的关系，以便获得最小噪并能研究噪声系数与信源阻抗的关系，以便获得最小噪声系数，还能与放大器的增益、稳定性的考虑相结合，有利声系数，还能与放大器的增益、稳定性的考虑相结合，有利于设计低噪声放大器于设计低噪声放大器 下面将叙述有源二端口网络的噪声系数 由微波双极晶体管或场效应管构成的放大器都可以用一个有源二端口网络来等效，如图6.15（a）所示将网络内部将网络内部噪声全部等效到网络的输入端，用等效噪声电压源噪声全部等效到网络的输入端，用等效噪声电压源     和等效和等效噪声电流源噪声电流源      来表示，网络本身则由无噪声网络取代，来表示，网络本身则由无噪声网络取代，如图6.15（b）所示网络的输入端的信噪比经无噪网络传输后网络的输入端的信噪比经无噪网络传输后信噪比不变，可省去无噪声网络，直接计算有源二端口网络信噪比不变，可省去无噪声网络，直接计算有源二端口网络的噪声系数，的噪声系数，如图6.15（c）所示图图6.15 有源二端口网络的噪声计算模型有源二端口网络的噪声计算模型 根据噪声系数的定义有 （6.2.44） 其中 代表信号源噪声功率，噪声源的导纳为 可表示为 （6.2.45） 式中，k是玻尔兹曼常数，T为绝对温度，B为频带。

放大器输出端总噪声功率是 （6.2.46） 利用 和 的表达式，可将噪声系数F写成 （6.2.47） 式中，Re表示取实部 引入等效噪声电阻引入等效噪声电阻 Rn，则 可写作 （6.2.48） 由式（6.2.47）可知噪声系数与Ys密切相关，可以采用令F对Gs和Bs求导的方法获取最佳的Ys值令 和 ，可求得最佳Gsopt和Bsopt，使得噪声系数F最小，记作Fmin 省去一些较繁琐的推导过程，可得到任意信源任意信源导纳时的噪声系数的噪声系数的表达式的表达式为 （6.2.49） 由此式可知噪声系数与三个参数有关：噪声系数与三个参数有关：Fmin，，Rn，，Yopt。

 在微波工程中通常用Γopt取代Yopt，经简单运算，得（6.2.50） 式中（6.2.52）（6.2.51） 其中，Y0是微波信源标准导纳，Y0为0.02S（S=1/50） 式（6.2.50）表明放大器的噪声系数与上述四个参数放大器的噪声系数与上述四个参数有关：等效噪声有关：等效噪声电阻阻Rn，最小噪声系数，最小噪声系数Fmin，最佳信源反，最佳信源反射系数射系数Γopt的模的模|Γopt|和相角和相角θopt这四个参数都是可以四个参数都是可以测量量的量设计低噪声放大器低噪声放大器时，，这四个参数是重要依据四个参数是重要依据典型的微波HEMT的噪声系数可以参见表6.2  下面引入等效噪声系数圆等效噪声系数圆的概念为此，首先将式（6.2.50）改写为 这是一个这是一个Γs的二次方程的二次方程，令（6.2.53）（6.2.54） 若F是常数，N亦为常数，因F≥Fmin，故必有 N≥0。

若若F 为常为常数，可以证明数，可以证明Γs是一个圆，圆心位置是一个圆，圆心位置ρF和圆半径和圆半径rF分别为分别为（6.2.55） （6.2.56）  当F=Fmin时，N=0，故ρF=Γopt且rF=0，是一个点当F增加时，N亦增加，圆心趋向Γs平面的原点，半径增大特别是当F→∞时，有N→∞，那么ρF→0，rF→1，对应于对应于Γs平面的单位圆平面的单位圆若给出一若给出一系列的系列的F值，则有一系列的值，则有一系列的N值，对应一系列的等噪声系数圆，值，对应一系列的等噪声系数圆，且圆心都在且圆心都在Γopt到到Γs平面原点的连线上平面原点的连线上圆6.16所示是表6.2给出的HEMT的等噪声圆分布 在等噪声系数圆上各点的反射系数Γs不同，因此，为了得到某一个噪声系数，可以选用不同的信源导纳或信源反射系数，对噪声系数进行设计除了等噪声系数圆，还可以画出等增益以及稳定判别圆这样，在设计放大器时就可以同时兼顾稳定性、噪声系数和增益了图图6.16 Γs平面等噪声系数圆平面等噪声系数圆 6.2.5 6.2.5 微波低噪声放大器设计微波低噪声放大器设计 在设计微波小信号放大器时，需要考虑的几项指标通常在设计微波小信号放大器时，需要考虑的几项指标通常是：噪声系数、增益、工作频带、频带内增益起伏、输入输是：噪声系数、增益、工作频带、频带内增益起伏、输入输出驻波比和稳定性。

出驻波比和稳定性常规设计步骤与设计内容如下，常规设计步骤与设计内容如下，通常用微波电路计算机设计软件进行设计 ⑴ 选择合适的微波晶体管型号，查出晶体管S参数和噪声参数 ⑵ 判断微波晶体管的稳定性，如果稳定系数K远小于1，就需要在电路中加负反馈以改善稳定性 ⑶ 设计单级放大器的输入、输出匹配电路若为多级放大器时，再设计级间匹配电路，然后逐级设计 ⑷ 工作频带内的指标全满足要求之后，检查频带外尤其是频带外低频段有没有寄生振荡例如S11是否大于1、增益是否过高等若有不稳定情况，需重新设计【例6.1】设计一个单级微波低噪声放大器，工作频带为3.7~4.2GHz解 ：⑴ 选用高电子迁移率晶体管HEMT，工作电压为2V，工作电流为10mA在f=4.0GHz的S参数为S11=0.85∠-78°，S21=2.8∠108°，S12=0.04∠36°， S22=0.51∠-59°噪声参数中，最小噪声系数Fmin=0.6dB，最佳信源反射系数Γopt=0.71 ∠ 51°，噪声电阻为Rn=15 ⑵ 计算出的稳定系数是K≈0.9，已经接近1，而且由于此例是设计低噪声放大器，最佳噪声工作点是偏开共最佳噪声工作点是偏开共轭匹配匹配状状态的，因此可以直接的，因此可以直接进行行电路路设计，无需增加，无需增加负反反馈电路。

路 ⑶ 用史密斯圆图在频带中心频率点设计输入匹配电路，选定的微波电路结构形式见图6.17用史密斯圆图的目的是找出频带中心点的电路参数值，作为进一步用计算机优化的初始值，同时熟悉史密斯圆图技术 图图6.17  单级低噪声放大器设计举例单级低噪声放大器设计举例图图6.18  输入匹配电路设计过程和史密斯图输入匹配电路设计过程和史密斯图+VDS 输入、输出匹配电路均使用并联分支微带线，各段微带线的特性阻抗都是50Ω简化后的输入匹配电路和相应的史密斯图见图6.18，为了设计成最佳噪声状态，需要使输入电路的视入反射系数（向左视入）为Гopt 使用史密斯图的设计过程如下： ⑴ 在图6.18（b）中标出了Гopt的位置，由于输 入电路用并联分支，需使用导纳图 ⑵ Гopt的圆心对称点就是最佳信源导纳Yopt，由图中可读出Yopt=0.2-0.46 ⑶ 由Yopt沿等Г圆（等反射系数圆）向终端（逆时针）转动与R=1（g=1）的圆相交于Y3点，转动距离就是微带长度l1，从圆图上读出l1=0.118λg，得到Y3=1-j2。

Y3的位置是并联分支线l2接入的位置，见图中标注 ⑷ 如果在Y3点并联一个电纳（-j2）,此时在并联微带左侧的导纳是Y0=Y3+(-j2)这样就达到了信源端的匹配 ⑸ 用终端短路微带线实现要求的并联电纳（-j2）仍用图6.18（b）的圆图，由圆图的短路点（导纳无穷大点）沿单位图（最外圈的圆）向始端（顺时针）转动到电纳Ym= -j2，转动距离l 2=0.073λg就是并联微带线长度 输出匹配电路是要求从晶体管右视为ГL（见图6.17）当左视达到Гopt之后，有也就是说，向负载端（包括匹配电路）的视入值应该是Гout的共轭值才能达到最大增益匹配达到最大增益匹配用史密斯圆图以同样方法进行电路设计 使用圆图时，要注意：凡是向视入方向移动旋转就是史密斯使用圆图时，要注意：凡是向视入方向移动旋转就是史密斯图中图中“向终端（逆时针方向）向终端（逆时针方向）”，凡是按视入方向反方向倒，凡是按视入方向反方向倒退移动，就是史密斯图中退移动，就是史密斯图中“向始端（顺时针方向）向始端（顺时针方向）” 匹配电路设计完成之后，需计算直流电源引入电路。

图6.17中以VDS为例，VDS（通常由直流稳压模块提供5V电压）经Rd和C d去耦降压电路接到扇形微带线短路器的N点，N点为电压波节点，对地的微波等效阻抗为零NM线段是长度为λ/4的高阻抗微带线由于N点等效于微波短路，所以M点等效为微波开路，因此这段微带线对主电路的微波信号没有影响VGS的引入电路也是同样原理 微波放大器的匹配电路有很多种结构，更详细的内容可参考有关书籍6.2.66.2.6微波功率放大器微波功率放大器 微波功率放大器通常是指输出功率大于瓦量级大于瓦量级的放大器微波功率放大器除增益、频带、驻波比几个技术指标之外，还有另外几个常用技术指标，下面介绍其定义 ⑴⑴ 功率单位功率单位用dBm表示，它是以1mW为基准计量的倍数计算关系式为 式中，P0是以mW为单位的绝对功率例如P0=1W， =10lg1000=30dBm，P0=1mW， =0dBm ⑵⑵ 功率附加效率功率附加效率定义为（6.2.58）（6.2.57） 式中，Pout是放大器输出功率，Pin是放大器输入功率，PDC是直流电源供给的直流功率。

附加效率既反映输出功率的能力，又反映放大器的增益能力，比较实用 ⑶⑶ 1分贝（分贝（dB）压缩点输出功率压缩点输出功率当功率大到一定程度后将出现饱和，见图6.19当输出功率比理想线性放大输出功率当输出功率比理想线性放大输出功率跌落跌落1dB点时的功率叫做点时的功率叫做1分贝压缩功率，常用符号分贝压缩功率，常用符号 P1dB表示通常功率放大器和微波晶体管都用P1dB表示其功率能力，单位为dBm图图6.19  1分贝分贝(dB)压缩点功率压缩点功率 ⑷⑷  三阶交调系数三阶交调系数当放大特性出现非直线性时，多个微波信号之间将出现交叉调制谐波当两个微波信号ω1和ω2加到放大器中，将产生±mω1±nω2组交叉调制分量，其中最靠其中最靠近有用信号、影响最大的两个交调分量是（近有用信号、影响最大的两个交调分量是（2ω1-ω2）和）和（（2ω2-ω1），叫做三阶交调分量），叫做三阶交调分量(如图6.20所示)，它将造成话路信号的交调、串扰，增大数字通信的误码率三阶交调三阶交调分量和有用基波信号的比值叫三阶交调系数，分量和有用基波信号的比值叫三阶交调系数，定义为 式中，P3 是三阶交调分量功率，Ps 是基波信号功率。

根据分根据分析，在析，在P1dB点的点的M3大约为大约为-23dBc单位dBc的含义是三阶交的含义是三阶交调分量比基波信号小的倍数的调分量比基波信号小的倍数的dB值6.2.59） 微波多路通信系统对功率放大器的功率增益线性度要求比微波多路通信系统对功率放大器的功率增益线性度要求比较严格，常常要求较严格，常常要求M3=-30~-40dBc，这就意味着功率放大器要远离P1dB工作点才能保持工作性段功率放大器最常用的功率放大器最常用的设计方法就是功率倒退法设计方法就是功率倒退法根据谐波分析,有一个简单规律：输出功率每降低1dB，三阶交调分量将减小2 dB例如要求M3 =-35dBc时，这个值比 P1dB时的M3值(近似为-23dBc)相差12dB，只要输出功率下降6dB，即可满足高线性度情况下M3 =-35dBc 的要求，图图6.20 三阶交调分量三阶交调分量 换句话说，P1dB=1W的功率管应工作在只输出0.25W (6dB下降)的小功率状态这种功率倒退法虽然牺牲了晶体管的功率能力，但是最简单，所以也常被采用 要提高输出功率，还有许多精确的设计方法，例如大信号S参数法、谐波平衡法、负载牵引法、预畸变法等，这已超出本出的研究范围，需要时可参阅相关专题技术文献。

 6.3.16.3.1肖特基势垒二极管肖特基势垒二极管6.36.3微波混频器微波混频器 金属和半导体直接接触时构成表面势垒结的二极管叫肖特基(Schottky)势垒二极管金属端加正电压时，肖特基结耗尽层减薄，二极管是正向导通状态；金属端加负电压时，耗尽层加厚，二极管是反向不导通肖特基势垒二极管是微波混频器最普遍采用的混频二极管 1.肖特基势垒二极管结构肖特基势垒二极管结构 肖特基势垒二极管的结构如图6.21所示在N+半导体(Si或GaAs)衬底基片上生长外延层(大约0.5µm)，外延层上做一层SiO2保护层，在SiO2上腐蚀出小孔(直径约为 1µm ~5µm)，再蒸发金属，小孔中的金属与小孔中的金属与N+半导体形成肖特基势垒结半导体形成肖特基势垒结在势垒金属上再镀出金属电极就构成了二极管芯窗孔直径愈小，结窗孔直径愈小，结电容愈小，则工作频率愈高电容愈小，则工作频率愈高  图图6.21 肖特基势垒二极管芯结构示意图肖特基势垒二极管芯结构示意图 用此管芯封装成工程的混频二极管有多种外形如图6.22所示。

图6.22（a）是最简单的微带型塑料封装或环氧树脂保护封装；图6.22（b）是陶瓷管壳封装，此种封装抗潮湿、抗热、结构稳定、容易更换，常用于仪表、雷达、航空等高要求的环境；图6.22（c）是梁式引线结构，工艺过程工艺过程是首先在是首先在N型半导体衬底上做好平面型肖特基结和金属引出型半导体衬底上做好平面型肖特基结和金属引出带线，然后把金属带线下面的带线，然后把金属带线下面的N型半导体腐蚀掉一部分，使型半导体腐蚀掉一部分，使金属带线形成悬臂梁结构金属带线形成悬臂梁结构 梁式引线的混频管尺寸极小，需要在显微镜下操作、焊装从结构上看，混频管实际上是带有引出线的管芯，通常用在毫米波段图图6.22 混频二极管封装结构混频二极管封装结构 （6.3.1）（6.3.2） 2.伏安特性和等效电路伏安特性和等效电路 肖特基垫垒二极管的电压-电流（伏-安）特性是 式中， α是非线性系数，且有其中，e是电子电荷，k是波尔兹曼常数，T 是绝对温度，n是斜率参量，n取决于制造工艺当金属半导体界面无缺陷时n≈1，一般情况n≈1~1.2室温下α=30~40，Is是反向饱和电流，Is=10-11~10-9mA，V是外加电压。

伏安特性曲线见图6.23 由图6.23和式（6.3.1）可看出，非线性系数α愈大、且反向饱和电流Is愈小，则伏安特性变化愈陡，作混频器时可以获得更小的变频损耗VB是反向击穿电压，通常为几伏 肖特基势垒二极管的伏安特性比PN结二极管具有更强的非线性，正向电流变化陡峭，混频性能良好，所以是微波混频器最常用的管型平常所说的混频二极管，基本上是指肖特基势垒二极管图图6.23 肖特基势垒二极管伏安特性肖特基势垒二极管伏安特性 混频管的等效电路如图6.24所示图中Rj是结电阻，它是产生混频作用的最主要的非线性参量它的倒数是动态变频电导Gj=1/Rj，Gj是伏-安特性曲线的斜率由式（6.3.1）可得 （6.3.3）图图6.24 肖特基二极管的等效电路肖特基二极管的等效电路图图6.25 肖特基二极管结电容的变化肖特基二极管结电容的变化 Cj是混频二极管的结电容，它随外加电压变化的规律如下 式，变化趋势见图6.256.3.4）式中，Cj(0)是外加电压等于零时的结电容；V是加在结上的电压； 是势垒电位，对于Si半导体材料 ≈0.5V，对于GaAs半导体材料 ≈0.9V；是结电容非线性系数，通常 ≈0.5。

图中，Ls是引线电感，电阻Rs包括势垒区以外的N型半导体的体电阻和电极的欧姆接触电阻由于N型半导体比P型半导体的迁移率高，所以常用N型GaAs半导体，以减小RsCp是封装分布电容 等效电路中的各参量的数值的大致范围是: Rs=1~5 Ω，Cj(0)=0.05~0.5 pF，Ls=0.05~0.3 nH，Cp=0.005~0.2 pF 这些参数值愈小，混频二极管的工作频率愈高另外还有一个可用来表征混频二极管高频性能的参量是品质因数Q，表示为（6.3.5） Q=1所对应的频率称为混频二极管的截止频率，用fc表示则 在用作混频器时，fc必须大于工作频率10倍以上 6.3.6） 为了获得较低的变频损耗，需要使混频二极管工作在变频电导Gj足够大的区域，这就需要有足够大的本振功率加到混频二极管上，使整流后的直流电流达1~2 mA，这是微波混频器较常用的工作点，此时所需本振功率大约是1~3 mW 如果本振功率再加大，变频损耗虽然可以有些降低，但由于混频管电流过大，会导致噪声系数变坏，而且微波本机振荡也难于给出更大功率。

在正常工作状态下，微波混频器对中频（通常指70 MHz）所呈现的阻抗200~400Ω，称为中频阻抗 6.3.2 6.3.2 非线性电导混频的机理非线性电导混频的机理 常规的肖特基势垒二极管微波混频器主要是利用混频二极管非线性电导Gj尽管非线性结电容Cj也有一些变频作用，由于其作用相对较小，严格分析时才加以考虑单只二极管的混频器原理图示于图6.26，图中V0是直流偏压，一般微波混频器为了电路简单常常不用外加直流偏压υL是本振电压，是毫瓦级大信号，υs是信号电压，是微瓦级或更小的弱信号ZL是混频器输出负载阻抗 设本振电压υL (t) 和信号电压υs (t) 分别为（6.3.7）（6.3.8）工作点为 ，将 在这个工作点展开为泰勒级数，得式中，ωL和ωs分别是本振和信号的频率，VL和Vs分别是本振和信号的电压幅度因为VL >>Vs，那么可以认为直流偏压与本振电压确定了二极管的工作点，此工作点是时变的设二极管的电流—电压特性为图图6.26 二极管混频器原理图二极管混频器原理图（6.3.9）(6.3.10) 当信号ωs与本振ωL加到混频管上时，非线性特性产生±nωs±mωL许多混合谐波，如图6.27所示。

当取当取ωs>ωL时，则时，则有用中频是有用中频是ωif=ωs-ωL，另有，另有2ωL-ωs称为信号的镜频称为信号的镜频图图6.27 混频器产生的多谐波频谱混频器产生的多谐波频谱 式（6.3.10）中第一项仅含直流、本振频率及其谐波，由于Vs比较小，故略去第三项及更高次项第二项中第二项中         的的                            的量纲为电导，记作的量纲为电导，记作 g(t)，，g(t) 称为时变称为时变电导电导，且 将式（6.3.1）代入式（6.3.11），得 此式说明g(t)随本振信号作周期性变化，且为偶函数将g(t)展开为傅里叶级数得（6.3.11）（6.3.12）（6.3.13）（6.3.14）式中，g0称为二极管平均混频电导，gn是对应本振n次谐波的混频电导，g0和gn 的表示式分别为 （6.3.15）上式中显然包含了本振与信号频率的差频，此即为中频 小信号电流的近似表示式可只考虑式（6.3.10）中的第二项，于是有（6.3.16） 若ωs＞ωL，则中频ωif=ωs-ωL；若ωL＞ωs则中频ωif=ωL-ωs。

若若ωωs s＞＞ωωL L，那么，那么2ω2ωL L-ω-ωs s为镜频，当镜频返回为镜频，当镜频返回到输入端就能作为信号再次与本振差频，得到到输入端就能作为信号再次与本振差频，得到ωωL L-(2ω-(2ωL L- -ωωs s)=)=ωωifif，若能将这部分中频信号回收，则可减少变频损耗，，若能将这部分中频信号回收，则可减少变频损耗，称作镜像回收中频信号的幅度为称作镜像回收中频信号的幅度为g g1 1V Vs s，镜频信号的幅度为，镜频信号的幅度为g g2 2V Vs s                         1.单端混频器单端混频器 图6.28所示为一个微带单端混频器，是较简单的混频器，混频器中仅含一个肖特基二极管单端混频器电路简单、性能不很理想，但是借助它容易说明混频器的基本功能下面把这一电路特性作一简要说明微波混频器有以下几个必要的组成微波混频器有以下几个必要的组成部分：部分： ⑴⑴ 混频二极管混频二极管具有足够高的截止频率，满足 fT>10fs6.3.36.3.3混频器电路混频器电路 ⑵⑵ 本振与信号的混合电路本振与信号的混合电路。

此处用定向耦合器把 fs与 fT 分隔开定向耦合器的耦合度（主波导输入功率与副波导中耦合臂的定向耦合器的耦合度（主波导输入功率与副波导中耦合臂的输出功率之比）要适当，若耦合度强，需要的本振功率小，但信输出功率之比）要适当，若耦合度强，需要的本振功率小，但信号会漏掉（被过多地耦合到吸收负载支路），因而变频损耗大；号会漏掉（被过多地耦合到吸收负载支路），因而变频损耗大；若耦合度弱，则所需本振功率大若耦合度弱，则所需本振功率大这种定向耦合器的耦合度通常为10dB，所以本振大部分功率将被消耗在负载上（吸收负载） ⑶⑶ 阻抗匹配电路阻抗匹配电路使混频二极管与50Ω信号源阻抗 匹配微带匹配电路可以有许多种 ⑷⑷ 滤波电路滤波电路其作用是从混频器中取出中频功率同时阻止信号与本振漏出混频管接在扇形微波短路器的短路点上，构成信号与本振对地短路，中频电流有此点引出，而信号与本振不致泄漏 ⑸⑸ 中频通路与直流通路中频通路与直流通路为了构成中频信号通路和混频二极管直流通路，用了一段λs/4的接地高阻抗微带线，它可以通过直流和中频而不影响主电路的信号和本振。

图图6.28   微带单端混频器微带单端混频器(a) 单端混频器微带电路单端混频器微带电路 (b) 原理框图原理框图2.平衡混频器平衡混频器 平衡混频器用两只混频管和分功率电桥组成平衡电路平衡混频器用两只混频管和分功率电桥组成平衡电路平衡混频器也要满足混频器电路的五个基本要求：混频管、平衡混频器也要满足混频器电路的五个基本要求：混频管、信号和本振的混合与隔离电路、阻抗匹配电路、微波与中频信号和本振的混合与隔离电路、阻抗匹配电路、微波与中频滤波电路、中频与直流通路滤波电路、中频与直流通路在单端混频器电路的分析中，我们已对上述五点作了说明在平衡混频器中，有些问题如匹配电路、微波与中频滤波、直流通路等都与单端混频器相类似，不再讨论平衡混频器的两只混频管特性应该一致平衡混频器的两只混频管特性应该一致在平衡混频器中，功率分配电路是平衡混频器的关键电路之在平衡混频器中，功率分配电路是平衡混频器的关键电路之一，常采用分支线定向耦合器，又称为分支电路，一，常采用分支线定向耦合器，又称为分支电路，见图6.29左半边所示分支电桥是四端口网络，它的散射矩阵为（6.3.17） 信号由分支电桥1口输入，由4、3口等分成一半输出功率，加到两只混频管D1和D2上，4口的信号比1口信号落后90°，3口的信号比4口信号落后90°。

本振由2口输入，由3、4口等分后加到D1和D2上，3口比口比2口的本振落后口的本振落后90°1口信号和2口本振之间具有很好的相互隔离 假设信号从分支电桥端口1输入，本振从端口2输入，再假设信号频率比本振频率高信号与本振电压分别为（6.3.18）（6.3.19） 在二极管在二极管D1处信号电压处信号电压υS1、本振电压、本振电压υL1分别为分别为（6.3.21）（6.3.20） 图图6.29 分支电桥平衡混频器分支电桥平衡混频器 时变电导gD1(t)和中频电流iif,D1分别为 （6.3.22）式中υs1 和υL1 的下标1表示分支电桥接混频管D1的端口， gD1(t) 和iif,D1 的下标D1表示二极管D1 6.3.23）在二极管D2处相应的信号电压υs2、本振电压υL2、时变电导gD2(t) 和中频电流iif,D2分别为（6.3.27）（6.3.26）（6.3.25）（6.3.24） 式中，υs2和υL2的下标2表示分支电桥接第2只混频管D2的端口， gD2(t) 和 iif,D2 的下标D2表示二极管D2式（6.3.23）和式（6.3.27）表明在D1和D2处的中频电流反相，由于两二极管在电路中的接法是方向相反的，所以输出到负载输出到负载的中频电流相减，于是得到中频电流（6.3.28） 平衡混频器分为90°相移型和180 °相移型两种（根据本振加到两个二极管上的相位关系），这取决于所采用的混合电路。

分支电桥平衡混频器（图6.29所示）属于90°相移型环形电桥平衡混频器（图6.30所示）属于180°相移型这两种混频器的电性能基本上是相同的在频率较高时，比如10GHz以上的情况下，分支电桥的尺寸太小，计算和加工都不很精确，这时宜采用环形电桥平衡混频器图6.30所示为本振180 °相移型平衡混频器图图6.30 环形电桥平衡混频器环形电桥平衡混频器 3.正交场平衡混频器正交场平衡混频器 正交场平衡混频器的结构示意图如图6.31所示在结构上在结构上它由三部分组成：信号输入波导、混频腔、本振输入波导它由三部分组成：信号输入波导、混频腔、本振输入波导在波导中，无论是信号还是本振都工作在TE10模，高次模都是截止的由于信号与本振的极化是互相垂直的，故称为正交场，由于信号与本振的极化是互相垂直的，故称为正交场，由于信号与本振的电场相互正交，所以二者互相隔离由于信号与本振的电场相互正交，所以二者互相隔离本振功率不会进入信号输入波导，信号功率亦不会进入本振输入波导两个二极管性能相同，安装的极性如图所示，在装管子的横杆在装管子的横杆下面放置了金属杆的微扰棒，本振场由此棒耦合到二极管上，下面放置了金属杆的微扰棒，本振场由此棒耦合到二极管上，而对信号场的方向棒处于垂直位置，所以扰动比较小。

对二极而对信号场的方向棒处于垂直位置，所以扰动比较小对二极管来说，信号场是等幅同相的，本振场是等幅反相的，中频输管来说，信号场是等幅同相的，本振场是等幅反相的，中频输出是并联的正交场平衡混频器是本振出是并联的正交场平衡混频器是本振180°相移型，或称本振相移型，或称本振反相型这种结构的平衡混频器巧妙的利用了空间的场分布和正交场实现功率的平分以及信号与本振的隔离，同时能满足必要的相位关系，它的频带较宽、结构紧凑图图6.31 正交场平衡混频器结构示意图正交场平衡混频器结构示意图 4.桥式混频器桥式混频器 桥式混频器又称为双平衡混频器，它由4只相同特性的混频二极管构成环路 等效电路如图6.32所示，输入、输出电路在频率低时（例如输入、输出电路在频率低时（例如4GHz以下）可以用高频磁芯线圈，此种元件称为平衡以下）可以用高频磁芯线圈，此种元件称为平衡-不平衡变不平衡变换器，简称为巴伦（换器，简称为巴伦（balum），在频率高时其常用微带线构成在频率高时其常用微带线构成信号加在左面信号巴伦的不平衡端，其平衡端加在二极管环行桥信号加在左面信号巴伦的不平衡端，其平衡端加在二极管环行桥的对角线上，中心抽头为中频输出的一端。

中频的另一端是本振的对角线上，中心抽头为中频输出的一端中频的另一端是本振巴伦的中心抽头由于二极管桥和巴伦的中心抽头由于二极管桥和2个巴伦都是对称性结构，所个巴伦都是对称性结构，所以信号、本振、中频之间具有很好的相互隔离以信号、本振、中频之间具有很好的相互隔离图6.32 桥式双平衡混频器 桥式混频器的优点如下： ⑴ 工作频带宽可以达到几个倍频程带宽，例如0.01GHz~1GHz，0.5GHz~4GHz，1GHz~18GHz ⑵ 隔离度好由于由于4个管芯制造在同一个芯片上，个管芯制造在同一个芯片上，故它们的特性一致性较好，只要巴伦制造对称，信号、本振、中频之间隔离度就可达20dB~30dB ⑶ 谐波干扰少由于电路与管芯的结构对称，信号 fs 和本振fL的全部偶次谐波项均不存在 ⑷ 由于4只二极管分担混频作用，其信号强度的动态范围比单管的动态范围大4倍6.3.4  混频器的噪声系数混频器的噪声系数 混频器输入端口的热噪声为白噪声，有极宽的频谱，从频谱图（如图6.33所示）看，高于本振f L 的右边叫上边带，低于f L 的左边叫下边带。

如果信号频率f s 高于本振频率 f L，则 f s处在上边带， f s与f L之差是中频f if此时，比f L低一个中频的频率f i叫镜频在混频过程中，信频附近频带B内和镜频附近B内的噪声都能混频成中频输出，从这个意义上讲，此种混频器称为双通道混频器常规的混频器都没有抑制镜频噪声功能，都属于双通道混频图图6.33  混频器输混频器输入端口噪声和频谱入端口噪声和频谱分布分布      线性网络的噪声系数线性网络的噪声系数F定义为定义为（6.3.29）式中，Psi/Pni 是网络输入端的信噪比，是网络输入端的信噪比，Pso/Pno是网络输出端的是网络输出端的信噪比，信噪比，Psi和和Pso分别是输入端和输出端的资用信号功率，分别是输入端和输出端的资用信号功率，Pni和和Pno分别是输入端和输出端的资用噪声功率，分别是输入端和输出端的资用噪声功率，Lm是线性网络是线性网络的衰减 1.单边带信号工作情况单边带信号工作情况 一般情况下，通信、雷达、控制、测量信号都属于单边一般情况下，通信、雷达、控制、测量信号都属于单边带信号，所谓单边带信号是指被混频信号由带信号，所谓单边带信号是指被混频信号由ƒs的信号频带输的信号频带输入，而镜频频带不存在有用信号。

入，而镜频频带不存在有用信号混频器输出总噪声将包括三部分：信号频带噪声 ；镜频频带噪声 ；混频器自身噪声（热噪声和散弹噪声）Pnd 式中式中T0为信号源内阻的等效噪声温度为信号源内阻的等效噪声温度总输出噪声Pno为式中，Tm2称为混频器等效噪声温度称为混频器等效噪声温度随同被接收信号而来的随同被接收信号而来的信源噪声信源噪声在输出端产生的在输出端产生的噪声功率是噪声功率是kT0B/Lm（（F定定义的的变形，形，Lm=Psi/Pso））单边带信号情况下噪声系数通常用FSSB表示(single side band)为（6.3.30）（6.3.31）2.双边带信号工作情况双边带信号工作情况 有些被接收信号，例如无线电天文、地物遥感、测温系统等，有些被接收信号，例如无线电天文、地物遥感、测温系统等，有用信号是物体的无线电波辐射，上边带和下边带都存在有用的输有用信号是物体的无线电波辐射，上边带和下边带都存在有用的输入信号，所以称为双边带信号入信号，所以称为双边带信号此种情况下，总输出总输出噪声仍然为 而信号输入携带的信号输入携带的信源噪声则是 kT0B+kT0B= 2kT0B，双边带信号情况下噪声系数用FDSB表示(double side band) ,则 从以上两种信号情况看，混频器的单边带信号的噪声系数比从以上两种信号情况看，混频器的单边带信号的噪声系数比双边带信号的噪声系数大双边带信号的噪声系数大1倍。

倍噪声系数的单位常用分贝表示，即（6.3.33）（6.3.32）       6.3.5接收机噪声系数接收机噪声系数 常规的微波接收系统由低噪声放大器、混频器、中频放大器组成               1.混频器和中频放大器级联噪声系数混频器和中频放大器级联噪声系数 有些情况下，简单的微波接收机只由混频器和中放（中频放大器）组成，如图6.34所示图中混频器变频损耗是Lm，噪声系数为F，中放功率增益为 Gif，中放噪声系数为Fif     图图6.34  混频器与中放连接混频器与中放连接 单边带噪声系数FSSB(dB)比双边带噪声系数FDSB(dB)大3dB 根据级联噪声关系，得到总输出噪声功率为 整机单边带噪声系数为整机单边带噪声系数为 （6.3.34） 对于大多数的肖特基势垒二极管，等效噪声温度比 Tm2/T0 为1.05~1.1左右，因此混频中放接收机总机噪声系数近似为因此混频中放接收机总机噪声系数近似为 （（6.3.35）） 即总机噪声系数是混频变频损耗和中放噪声系数的乘积。

即总机噪声系数是混频变频损耗和中放噪声系数的乘积 用类似方法可得双边带信号时，混频中放接收机总体噪声系数近似为2.有低噪声放大器的接收机噪声系数有低噪声放大器的接收机噪声系数 微波低噪声放大器通常具有较低噪声和足够宽的工作频率，常规接收机框图如图6.35所示图中，低噪声放大器的图中，低噪声放大器的功率增益为功率增益为 Ga ，噪声系数为，噪声系数为Fa为了分析方便，把混频器和为了分析方便，把混频器和中放看成一个部件，其噪声系数和增益分别为中放看成一个部件，其噪声系数和增益分别为Fm和和 Gm6.3.36）图图6.35 有低噪声放大器的微波接收机有低噪声放大器的微波接收机 当低噪声放大器的通频带足够宽时，即能覆盖信号和镜当低噪声放大器的通频带足够宽时，即能覆盖信号和镜频时，信频频带噪声和镜频频带噪声都将混频成中频噪声而频时，信频频带噪声和镜频频带噪声都将混频成中频噪声而输出例如多数微波中继通信站的中频频率为70MHz，只要低噪声放大器通频带大于140MHz就能覆盖信号和镜频，如图6.36所示         图图6.36 放大器工作频带和中频的关系放大器工作频带和中频的关系 现在推导有放大器的整机噪声系数。

放大器产生的在整机放大器产生的在整机输出端的噪声功率输出端的噪声功率Pa，包含信频带和镜频带两部分，表示为，包含信频带和镜频带两部分，表示为 混频中放产生在输出端的噪声功率为 信号携带的信源产生在输出端的噪声功率为 得到整机噪声系数为 （6.3.37）  当低噪声放大器增益很高时，比如大于30dB，整机噪 声系数近似为Fo≈2Fa由上式可以看出一个重要现象：即使低由上式可以看出一个重要现象：即使低噪声放大器增益非常高，整机噪声系数的极限值仍将是放大器噪声放大器增益非常高，整机噪声系数的极限值仍将是放大器噪声系数噪声系数Fa的两倍，即增大了的两倍，即增大了3dB，这是一个极不利的状况。

这是一个极不利的状况比如，低噪声放大器噪声系数为0.5dB，当它和混频器连接之后，接收机噪声将达到3.5dB以上，其根本原因就是放大器在镜频频带处的噪声也混频成了中频，从而使输出噪声功率加大了1倍 解决镜频噪声影响的方法通常有两种 ⑴⑴ 采用高中频如果放大器通频带为采用高中频如果放大器通频带为 Ba ，则中频频率应，则中频频率应该是该是fif> Ba /2，也就是使镜频处于放大器频带之外，从而消除，也就是使镜频处于放大器频带之外，从而消除镜频噪声镜频噪声这种情况下，由于fif 较高，还要用第二次混频把中频降到较低的适当频率这就是微波接收系统常用二次变频或三次变频的原因 ⑵⑵ 加抑制镜频滤波器加抑制镜频滤波器图6.37所示为加有抑制镜频滤波器的接收机方框图 图图6.37 加有抑制镜频滤波器的接收机加有抑制镜频滤波器的接收机 这种方法是最常用的方式抑制镜频滤波器可以用通信抑制镜频滤波器可以用通信频的带通滤波器，也可以用阻镜频的带阻滤波器频的带通滤波器，也可以用阻镜频的带阻滤波器不论用哪种滤波器，对镜频的衰减量都应该在20dB以上，也就是使镜频噪声比信频噪声减弱20dB才能保证整个接收机系统的噪声系数不致恶化。

加有抑制镜频滤波器（假定滤波器对镜频衰减足够大）的系统噪声系数为 （6.3.38）6.4 6.4 微波振微波振荡器器6.4.1 6.4.1 微波振微波振荡器的种器的种类与特性与特性 微波振荡器从所用器件类型上可以分为以下几种 晶晶体体三三极极管管振振荡器器：：双极晶体管(BJT)振荡器用于1~3GHz范 围 内 ， 成 本 低 、 性 能 稳 定 场 效 应 晶 体 管(MESFET)振荡器用于高频段的2~40GHz范围内异质结双极晶体管(HBT)振荡器用于2~40GHz范围内，HBT的优点是相位噪声比较低为了改善频率稳定性，晶体三极管振荡器的谐振电路常常采用介质谐振器做稳频电路 二二极极管管振振荡器器：：雪崩二极管振荡器，频率可达到毫米波段，功率可以输出瓦的量级，但是噪声比较大正因为噪声比较大，经适当的设计可以作为测量仪表用的噪声源体效应管振荡器也可达到毫米波段，它的功率略小，大约百毫瓦量级，噪声比较小。

 真真空空器器件件：：速调管、磁控管、行波管、返波管、回旋管等真空器件可以产生很大功率，例如兆瓦级，用于雷达、电子加速器等领域真空器件是基于真空中的电子与微波场的相互作用，以电子为媒介将直流电源的能量转换为电磁场的微波能量 晶体三极管和二极管都属于固态器件，由于固态器件体积小、电压低、功耗低，在许多微波工程子系统中都取代了真空器件，但是在大功率的性能上则无法与真空器件相比6.4.2 6.4.2 微波晶体管振微波晶体管振荡器器 微微波波晶晶体体管管振振荡器器是是反反馈型型振振荡器器或或负阻阻型型振振荡器器，，两两种种类型型对应了了两两种种分分析析方方法法我们可以采用高频电路中惯用的反馈振荡器的分析方法，也可采用负阻振荡器的分析方法，具体采用哪一种方法，视具体电路和哪种方法更简便而定S参量是贯穿本书的、非常有用的工具，在讨论微波晶体管振荡器时仍然被采用                  1.反馈振荡器的振荡条件反馈振荡器的振荡条件 图6.38(a)所示为场效应晶体管反馈振荡器的原理图，图6.38(b)所示为它的等效S参量网络。

在设计此种振荡器时可首在设计此种振荡器时可首先将反馈电路断开，按晶体管放大器进行开环设计，然后再先将反馈电路断开，按晶体管放大器进行开环设计，然后再接入正反馈电路接入正反馈电路图图6.38  场效应晶体管反馈振荡器原理图场效应晶体管反馈振荡器原理图      (a) 电路框图电路框图      (b) S参量等效网络参量等效网络 通常的概念是：起振取决于小信号的通常的概念是：起振取决于小信号的S参量，稳定取决于大信参量，稳定取决于大信号的号的S参量用S参量来表示的振荡平衡条件为参量来表示的振荡平衡条件为 (6.4.1) 式中， 是开环放大器的S21， 是反馈网络的S21，分别用上角标A和R表示上式可分解为幅度平衡和相位平衡两个条件 幅度平衡 (6.4.2) 相位平衡 n=0,1,2… (6.4.3) 代表了放大器的开环功率增益，记作GT， 代表了反馈网络的功率衰减，记作1/L。

公式(6.4.3)中的 和 分别表示 和 的相角在上述分析中我们假设两个端口在上述分析中我们假设两个端口(即即输入端口和输出端口输入端口和输出端口)都是匹配的，都是匹配的，这样可简化数学表达式，目的在于给出一个简洁的振荡平衡条件               2. 负阻振荡器的平衡条件负阻振荡器的平衡条件 晶体管放大器的潜在不稳定特性，也就是有条件稳定特性，恰恰说明了设计晶体管振荡器的可能性在一个端口接在一个端口接入适当的负载，可能在另一端口呈现负阻，于是可以将晶体入适当的负载，可能在另一端口呈现负阻，于是可以将晶体管振荡器等效为一个单端口的负阻器件起振的条件为管振荡器等效为一个单端口的负阻器件起振的条件为 式中，K是稳定系数，Γs信源反射系数，Γin是网络输入端的反射系数，参见式(6.2.33)及式(6.2.15)。

振荡的平衡条件为 (6.4.5) (6.4.6)(6.4.4) 式中，ΓL是负载反射系数，是负载反射系数，Γout是网络输出端的反射系数是网络输出端的反射系数上述二式皆可分解为幅度平衡和相位相位平衡条件，即 n=0,1,2,… 和 n=0,1,2,… 理论上，振荡器并没有输入端和输出端之分，通常把取理论上，振荡器并没有输入端和输出端之分，通常把取出功率的端口称为输出端口，另一端接无耗电纳，称为输入端出功率的端口称为输出端口，另一端接无耗电纳，称为输入端口。

口晶体管振荡器的等效负阻电路如图6.39所示正因为振荡器没有输入端和输出端之分，那么可以设想两个振荡器平衡条件：式(6.4.5)和式(6.4.6)是没有区别的，即从两式中的任何一个可导出另一个6.4.7)(6.4.8)                3.介质谐振器稳频的介质谐振器稳频的FET振荡器振荡器 反馈式反馈式介质谐振器稳频的FET振荡器如图6.40所示介质谐振器是用高介电常数、高Q值的瓷性介质做成扁圆柱形的谐振腔，它的外形和电磁场分布如图6.41所示，谐振模式谐振模式为为TE01δ由于介电常数高(通常为40左右)，所以尺寸较小，便于和微带电路相集成在图6.40(a)中，晶体管放大器晶体管放大器(开环开环)的输出功率通过分支线耦合到介质谐振腔，介质谐振器再反的输出功率通过分支线耦合到介质谐振腔，介质谐振器再反馈到输入端当振荡频率恰好是介质谐振器的谐振频率时反馈到输入端当振荡频率恰好是介质谐振器的谐振频率时反馈最强，失谐时反馈能量小馈最强，失谐时反馈能量小 图图6.39 晶体振荡器框图晶体振荡器框图    图图6.40 反馈式介质稳频反馈式介质稳频FET振荡器振荡器(a) 微带电路示意微带电路示意图图(b) 等效电路方框图等效电路方框图 介质谐振器等效为串联谐振电路，如图6.40(b)所示。

调节介质谐振调节介质谐振器到微带线之间的耦合距离，可器到微带线之间的耦合距离，可达到改变耦合量的目的，以满足达到改变耦合量的目的，以满足幅度平衡条件调节介质谐振器幅度平衡条件调节介质谐振器反馈到输入端的微带线的长度，反馈到输入端的微带线的长度，可达到改变反馈相位的可达到改变反馈相位的 目的，以满足相位平衡条件目的，以满足相位平衡条件 反射式反射式介质谐振器稳频的FET振荡器如图6.42所示，这是一个X波段的振荡器，图中有一个介质谐振器与微带线耦合，等效于耦合一个谐振电路设想以介质谐振器的中心线为参考设想以介质谐振器的中心线为参考面，在谐振时从此参考面向左端看入的反射系数最大，即接近面，在谐振时从此参考面向左端看入的反射系数最大，即接近开路从开路面到开路从开路面到FET的输入端有一段微带线的输入端有一段微带线L，等效于在，等效于在FET的输入端接有无耗电纳，而当谐振电路失谐时或严重失谐的输入端接有无耗电纳，而当谐振电路失谐时或严重失谐时向左端传输的能量将被吸收负载吸收时向左端传输的能量将被吸收负载吸收 图图6.41介质谐振器外形和电磁场分布介质谐振器外形和电磁场分布图图6.42  反射式介质稳频反射式介质稳频FET振荡器振荡器(a)  微带电路示意微带电路示意图图(b)  等效电路图等效电路图     介介质谐振器振器谐振振时由由FET向左向左视入的反射系数入的反射系数|Γs|≈1  ，由于反，由于反馈电容容Cf的存在，放大器的存在，放大器输入端口是可以入端口是可以实现|Γin| >1的，因此的，因此可以可以满足幅度平衡条件足幅度平衡条件|ΓsΓin|>1 。

调节介介质谐振器的中心振器的中心线与与晶体管晶体管输入的距离入的距离L，便可改，便可改变Γs的相位从而的相位从而满足相位平衡条足相位平衡条件  6.4.3 雪崩二极管振雪崩二极管振荡器器 雪崩二极管的负阻效应是由管子本身产生的，雪崩二极管的负阻效应是由管子本身产生的，因此我们需要介绍管子本身的机理，但是这并不意味电路设计简单而不重要 雪崩二极管是一种多层掺杂结构的二极管，通常用雪崩二极管是一种多层掺杂结构的二极管，通常用P+NIN+结构来解释负阻效应结构来解释负阻效应图6.43所示为它的结构示意图和反向偏压时的电场分布示意图，图图6.44所示为雪崩电流、感应所示为雪崩电流、感应电流和电压之间的时间关系示意图电流和电压之间的时间关系示意图图图6.43   雪崩二极管的雪崩二极管的掺杂分布和电场分布掺杂分布和电场分布图图6.44   雪崩二极管雪崩电流、感应电流和雪崩二极管雪崩电流、感应电流和电压之间的时间关系电压之间的时间关系P+雪崩电流雪崩电流ia感应电流感应电流 当反向偏压加于雪崩二极管时，管子内部的电场是这样分管子内部的电场是这样分布的：在布的：在P+N结处电场是线性分布的；结处电场是线性分布的；I层的杂质浓度非常低，层的杂质浓度非常低，是高阻区，因而是高阻区，因而I层的电压降不能忽略，电场是均匀分布的。

层的电压降不能忽略，电场是均匀分布的当反向偏压足够高时，在当反向偏压足够高时，在P+N结处的电场将超过某一个值结处的电场将超过某一个值EB ，，EB称为雪崩电压，在这一电场称为雪崩电压，在这一电场EB的条件下的条件下P+N结处的载流子将结处的载流子将发生雪崩倍增过程发生雪崩倍增过程载流子在高电场的作用下可获得足够大的载流子在高电场的作用下可获得足够大的动能，与半导体材料中的原子发生碰撞，使价电子获得足够的动能，与半导体材料中的原子发生碰撞，使价电子获得足够的能量脱离束缚成为自由电子，同时产生空穴新产生的自由电能量脱离束缚成为自由电子，同时产生空穴新产生的自由电子和空穴在强电场的作用下又再次重复上述过程，并呈雪崩式子和空穴在强电场的作用下又再次重复上述过程，并呈雪崩式迅速发展，故称为雪崩倍增过程空穴流到迅速发展，故称为雪崩倍增过程空穴流到P+区很快被负极吸区很快被负极吸收，而电子则经由收，而电子则经由I区漂移到正极，形成雪崩电流以上是直区漂移到正极，形成雪崩电流以上是直流电压的情况流电压的情况 现在进一步考虑外加交流电压的情况，即在反向偏压现在进一步考虑外加交流电压的情况，即在反向偏压  VB的上面叠加了一个极小的微波电压的上面叠加了一个极小的微波电压V(t)。

在在t

ic称为感应电流，取决于这一薄层电荷的运动速称为感应电流，取决于这一薄层电荷的运动速度，而与其在两平板间的位置无关若渡越时间度，而与其在两平板间的位置无关若渡越时间τ=T/2，，T为为微波信号的周期，那么渡越角微波信号的周期，那么渡越角θ=ωτ= π ，，由图由图由图由图6.446.44可以看到感可以看到感可以看到感可以看到感应电流的基波比雪崩电流的基波相位滞后应电流的基波比雪崩电流的基波相位滞后应电流的基波比雪崩电流的基波相位滞后应电流的基波比雪崩电流的基波相位滞后π/2 π/2 雪崩电流的形雪崩电流的形雪崩电流的形雪崩电流的形状是一个比较尖的脉冲，感应电流的波形是一个比较平的宽状是一个比较尖的脉冲，感应电流的波形是一个比较平的宽状是一个比较尖的脉冲，感应电流的波形是一个比较平的宽状是一个比较尖的脉冲，感应电流的波形是一个比较平的宽脉冲    考虑到雪崩电流相位落后于微波电压考虑到雪崩电流相位落后于微波电压考虑到雪崩电流相位落后于微波电压考虑到雪崩电流相位落后于微波电压π/2π/2，感应电流相位落，感应电流相位落，感应电流相位落，感应电流相位落后于雪崩电流后于雪崩电流后于雪崩电流后于雪崩电流π/2 π/2 ，因而感应电流相位落后于微波电压相位，因而感应电流相位落后于微波电压相位，因而感应电流相位落后于微波电压相位，因而感应电流相位落后于微波电压相位   ，，，，这就是雪崩二极管负阻效应的来源。

这就是雪崩二极管负阻效应的来源这就是雪崩二极管负阻效应的来源这就是雪崩二极管负阻效应的来源前面所说的引起振荡的外前面所说的引起振荡的外加微波电压实际是本身微小的电压波动产生的满足加微波电压实际是本身微小的电压波动产生的满足θ=ωW/VS =π的频率称为渡越时间频率，又称漂移区特征频率，的频率称为渡越时间频率，又称漂移区特征频率，记作fd图图6.45 分析感应电流的假想的分析感应电流的假想的平板电容平板电容图图6.46 实际雪崩管的掺杂分布实际雪崩管的掺杂分布和电场分布和电场分布 这个频率的微小电压波动将不断增强构成自激振荡这个频率的微小电压波动将不断增强构成自激振荡fd表示为 如果减薄漂移区或者增大漂移速度都能提高漂移区特征频率例如，对于Si材料，VS=107 cm/s，I层长度为2.5 μm，则fd=20 GHz这是最佳工作频率，低于20 GHz的一定范围内也能工作，如果外电路调谐到比20 GHz高的频率，仍有负阻，也可以振荡。

最高极限为40 GHz 由于制作P+NIN+这种4层结构的半导体工艺比较困难，实际的雪崩管的掺杂分布常采用P+NN+结构，如图6.46所示此此种掺杂分布无种掺杂分布无I层，雪崩区比较宽，载流子在雪崩区的渡越时层，雪崩区比较宽，载流子在雪崩区的渡越时间不可忽视，雪崩区和漂移区不能严格分开其理论计算比较间不可忽视，雪崩区和漂移区不能严格分开其理论计算比较复杂，物理过程可以理解为边雪崩边漂移复杂，物理过程可以理解为边雪崩边漂移6.4.9)图图6.47 同轴型雪崩振荡器的结构示意图同轴型雪崩振荡器的结构示意图图图6.48 雪崩振荡器的等效电路雪崩振荡器的等效电路  /4 雪崩二极管振荡器有同轴型、波导型、微带型等图6.47所示为同轴型振荡器的结构示意图雪崩二极管置于同轴雪崩二极管置于同轴型微波腔的内导体和外导体端部的缝隙处，腔长大约型微波腔的内导体和外导体端部的缝隙处，腔长大约1/4波长，波长， C1是可调螺钉，等效于可调电容器，用于微调振荡频率用是可调螺钉，等效于可调电容器，用于微调振荡频率用介质绝缘片做成射频短路电容，能起到隔直流的作用。

介质绝缘片做成射频短路电容，能起到隔直流的作用经过同轴线耦合环把振荡功率耦合输出，此振荡器的等效电路如图6.48所示 图中图中C是雪崩二极管的等效电容，是雪崩二极管的等效电容，-G是它的负是它的负电导，电导，C1是可调电容是可调电容 ，，Y是同轴腔的导纳，耦合环等效为是同轴腔的导纳，耦合环等效为1：：n的变压器，的变压器，50Ω电阻是振荡器负载 由负阻振荡器的振荡平衡条件，有由负阻振荡器的振荡平衡条件，有 (6.4.10) YL是折合到变压器初级的负载导纳，式(6.4.10)可分解为以下两个方程： 这里ZC是同轴腔的特性阻抗，l是腔体长度，也可以把腔体的长度做成可调的，改变腔体的长度来改变振荡频率。

振荡器产生的微波振荡频率为 特殊设计的雪崩管在远低于漂移区特征频率时可作为噪声管特殊设计的雪崩管在远低于漂移区特征频率时可作为噪声管使用，用来取代气体噪声管，它具有功耗低、寿命长的优点，是使用，用来取代气体噪声管，它具有功耗低、寿命长的优点，是一种很好的噪声源，在微波噪声测量中获得广泛的应用一种很好的噪声源，在微波噪声测量中获得广泛的应用6.4.13)(6.4.11)(6.4.12) 6.4.4 6.4.4 体效体效应二极管振二极管振荡器器 1963年，耿耿(Gunn)在实验中发现了一个重要现象：在一块在实验中发现了一个重要现象：在一块N型砷化镓晶体的两端安置欧姆接触电极，而后加上直流电压，型砷化镓晶体的两端安置欧姆接触电极，而后加上直流电压，当外加电压使砷化镓材料内的电场超过当外加电压使砷化镓材料内的电场超过3kV/cm时，产生了微时，产生了微波振荡，其振荡频率与电极间的距离成反比。

波振荡，其振荡频率与电极间的距离成反比由于这一现象是由于这一现象是耿发现的，故名耿氏器件耿氏器件是一种负阻半导体器件，耿发现的，故名耿氏器件耿氏器件是一种负阻半导体器件，可以构成微波振荡器和放大器又因半导体材料是一块可以构成微波振荡器和放大器又因半导体材料是一块N型砷型砷化镓晶体，没有结的存在，故又名体效应器件，以区别于结型化镓晶体，没有结的存在，故又名体效应器件，以区别于结型器件这种器件的工作机理是基于转移电子效应，故称之为转器件这种器件的工作机理是基于转移电子效应，故称之为转移电子器件移电子器件 这种器件的结构示意图与等效电路如图6.49所示在N型砷化镓材料的两端有N+层，其作用是减小接触电阻这种器这种器件的等效电路见图件的等效电路见图6.49(b)，在形式上此等效电路与变容管或肖，在形式上此等效电路与变容管或肖特基二极管相似但是这里的特基二极管相似但是这里的R不是结电阻，而是负阻；不是结电阻，而是负阻；C不不是结电容，而是等效电容是结电容，而是等效电容Lp是封装电感；RS是半导体材料电阻和接触电阻；Cp是封装电容 图图6.49 转移电子器件结构图转移电子器件结构图 砷化镓的能带结构已经在6.2.1节讲述过了。

由图由图6.8可以看可以看出，当外加电场超过出，当外加电场超过Eth以后，随着电场的增加，有更多的电子以后，随着电场的增加，有更多的电子跃迁到子谷，但子谷电子的迁移率比较低，这将导致平均迁移跃迁到子谷，但子谷电子的迁移率比较低，这将导致平均迁移率的下降半导体材料的电导率率的下降半导体材料的电导率σ=neμ(|E|) ，其中，，其中，n是主谷和是主谷和子谷中电子数之和，子谷中电子数之和，e是电子荷是电子荷a) 管芯结构示意图管芯结构示意图(b) 等效电路等效电路 μ(|E|)的下降，意味着的下降，意味着σ下降，这表示微分电导率为负值，这下降，这表示微分电导率为负值，这就是砷化镓材料形成负阻的机理就是砷化镓材料形成负阻的机理V-|E|曲线的下降就是负阻曲线的下降就是负阻出现的范围出现的范围  转移电子器件具有负阻效应，因而可以产生微波振荡，它们具有不同的振荡模式偶极畴或称高场畴是形成微波振偶极畴或称高场畴是形成微波振荡的主要模式，绝大多数转移电子器件都工作在这种振荡模荡的主要模式，绝大多数转移电子器件都工作在这种振荡模式畴畴”指的是空间电荷的积累图指的是空间电荷的积累。

图6.50描述了描述了N型砷化型砷化镓中高场畴的形成、生长和传播镓中高场畴的形成、生长和传播图6.50(a)是一个砷化镓片，砷化镓片厚度为W，两端面有N+接触电极砷化镓片在电路中的连接方式见图6.51如果在砷化镓片上外加电场略低于如果在砷化镓片上外加电场略低于阈值电场阈值电场Eth，由于在砷化镓内部存在掺杂的不均匀性，例如，由于在砷化镓内部存在掺杂的不均匀性，例如一个小的、低掺杂区域，其电子密度稍低，那么加上外电场一个小的、低掺杂区域，其电子密度稍低，那么加上外电场后，此处电场强度要高于别处后，此处电场强度要高于别处 图图6.50 N型砷化镓中高场畴的形成、生长和漂移型砷化镓中高场畴的形成、生长和漂移图图6.51 砷化镓耿氏管的原理电路砷化镓耿氏管的原理电路 首先可能是此处的电场超过阈值，见图首先可能是此处的电场超过阈值，见图6.50(b)，此处的电子，此处的电子漂移速度低于其左右区域的电子漂移速度，因而左边出现电漂移速度低于其左右区域的电子漂移速度，因而左边出现电子积累，右边出现电子的子积累，右边出现电子的“抽空抽空”，形成正离子区，正负电，形成正离子区，正负电荷层如同一个偶极层且有电荷积累，见图荷层如同一个偶极层且有电荷积累，见图6.50(c)，故称偶极，故称偶极畴。

畴畴左边电场低于畴左边电场低于Eth的快电子进入畴以后跃迁为慢电子而的快电子进入畴以后跃迁为慢电子而积累在畴内畴右边的电子也是低于积累在畴内畴右边的电子也是低于Eth场的快电子，这些快场的快电子，这些快电子的逸去，留下正电荷，从而使畴不断增长电子的逸去，留下正电荷，从而使畴不断增长畴内的正负畴内的正负电荷所形成的内建场与外加电场的方向一致，畴内的总电场电荷所形成的内建场与外加电场的方向一致，畴内的总电场进一步升高，电子漂移速度进一步减慢，这是一个正反馈的进一步升高，电子漂移速度进一步减慢，这是一个正反馈的过程畴内电场不断增强，畴外电场不断下降，当畴外电场畴内电场不断增强，畴外电场不断下降，当畴外电场下降到使电子漂移速度和畴的漂移速度相等时，畴不再生长，下降到使电子漂移速度和畴的漂移速度相等时，畴不再生长，稳定下来形成稳定的偶极畴稳定下来形成稳定的偶极畴 图图6.50(d)所示的这个偶极畴向阳极漂移偶极畴内存在有所示的这个偶极畴向阳极漂移偶极畴内存在有高电场故又称做高场畴高电场故又称做高场畴高场畴到达阳极后消失，同时在外电高场畴到达阳极后消失，同时在外电路中形成电流脉冲，电流脉冲的重复频率就是微波振荡频率，路中形成电流脉冲，电流脉冲的重复频率就是微波振荡频率，如图6.52所示。

上述过程就是转移电子器件的偶极畴的工作机理由于偶极畴一旦形成，电场便集中于畴内，畴外电场下降，由于偶极畴一旦形成，电场便集中于畴内，畴外电场下降，因而在高场畴到达阳极之前不会再形成第二个畴而且，由于因而在高场畴到达阳极之前不会再形成第二个畴而且，由于阴极附近材料不均匀，偶极畴通常在阴极附近开始形成阴极附近材料不均匀，偶极畴通常在阴极附近开始形成图图6.52 偶极畴振荡的电流波形偶极畴振荡的电流波形 振荡的周期取决于畴的渡越时间为τp ，τp=W/VS 振荡频率为 式中，W是砷化镓片的厚度，也就是畴的漂移距离，υS 是畴的漂移速度υS大约为107cm/s利用转移电子器件的负阻效应可以做成振荡器，具体电路结构也是有同轴式、波导式和微带式等同轴结构的耿器件振荡器和雪崩二极管振荡器同轴结构的耿器件振荡器和雪崩二极管振荡器(如图如图6.47所示所示)是一样的，因为耿氏二极管和雪崩二极管都是一样的，因为耿氏二极管和雪崩二极管都是自身具有负阻的器件。

是自身具有负阻的器件 (6.4.14)图图6.53 波导耿振荡器结构示意图波导耿振荡器结构示意图 图6.53所示为一个波导式耿氏二极管的结构示意图，当然此种结构也适用于雪崩二极管在波导中距端面在波导中距端面λg/4处置一金处置一金属杆，在杆下面压入一只耿氏二极管，波导腔的高度比标准波属杆，在杆下面压入一只耿氏二极管，波导腔的高度比标准波导的高度低，以便于和耿氏管阻抗匹配，在矩形腔中加入一个导的高度低，以便于和耿氏管阻抗匹配，在矩形腔中加入一个调谐螺钉，用于调整输出匹配振荡功率经耦合窗耦合输出调谐螺钉，用于调整输出匹配振荡功率经耦合窗耦合输出金属杆的上面压入一片介质片起隔直流作用，以便供给偏压金属杆的上面压入一片介质片起隔直流作用，以便供给偏压 耿氏二极管的位置有时不在宽边的中央，以达到改善阻抗匹配耿氏二极管的位置有时不在宽边的中央，以达到改善阻抗匹配的目的输出波导口最后过渡到标准高波导 在实际的体效应振荡器或雪崩振荡器中，为了增加频率稳在实际的体效应振荡器或雪崩振荡器中，为了增加频率稳定度和改善性能，常常采用外加稳频腔的方式，就是在图定度和改善性能，常常采用外加稳频腔的方式，就是在图6.53的左侧的左侧λg/4处连接一个孔耦合的高处连接一个孔耦合的高Q空腔谐振腔，也就是把波空腔谐振腔，也就是把波导端块换成孔耦合的高导端块换成孔耦合的高Q腔。

由于稳频腔的腔由于稳频腔的Q值远高于耿氏二值远高于耿氏二极管主振腔，振荡频率主要受稳频腔的牵制，振荡频率稳定度极管主振腔，振荡频率主要受稳频腔的牵制，振荡频率稳定度τ=△△f/f可提高可提高1~2个量级，达到个量级，达到10-5或或10-6级此外，调节稳频腔的谐振频率还可以调整振荡频率，从而可以做成可调频率振荡器 体效应二极管振荡器和雪崩二极管振荡器都属于负阻振荡器二者都常用于厘米波至毫米波段，它们的主要不同点如下，它们的主要不同点如下，可供设计和选用时参考可供设计和选用时参考             (1) 振荡功率振荡功率体效应二极管振荡器略小，10~200mW；雪崩二极管振荡器较大，为几百毫瓦至几瓦 (2) 振荡器噪声振荡器噪声体效应二极管振荡器的相位噪声小，频谱纯度高；雪崩二极管振荡器噪声大 (3) 直流电源直流电源体效应二极管振荡器用低电压、大电流的恒压源，电压2~5V，电流0.1~2A；雪崩二极管振荡器用小电流、大电压的恒流源，电压10~50V，电流10~200mA             (4) 振荡频率。

振荡频率体效应二极管振荡器频率略高，最高可达到100 GHz；雪崩二极管振荡器频率稍低             (5) 功率效率功率效率体效应二极管振荡器的效率略低(η=微波振荡功率/直流电源功率)约为η=2%~4%；雪崩二极管振荡器约为η =5%~10%。