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© 2009 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0 • 2/16/11 AN-9067 LLC 谐振变换器中谐振变换器中 MOSFET 失效模式的分析失效模式的分析 摘要摘要 提高功率密度已经成为电源变换器的发展趋势为达到 这个目标，需要提高开关频率，从而降低功率损耗、系 统整体尺寸以及重量对于当今的开关电源(SMPS)而 言，具有高可靠性也是非常重要的零电压开关(ZVS) 或零电流开关(ZCS) 拓扑允许采用高频开关技术，可以 最大限度地降低开关损耗ZVS拓扑允许工作在高频开 关下，能够改善效率，能够降低应用的尺寸，还能够降 低功率开关的应力，因此可以改善系统的可靠性LLC 谐振半桥变换器因其自身具有的多种优势逐渐成为一种 主流拓扑这种拓扑得到了广泛的应用，包括高端服务 器、平板显示器电源的应用但是，包含有LLC谐振半 桥的ZVS桥式拓扑，需要一个带有反向快速恢复体二极 管的MOSFET，才能获得更高的可靠性本应用笔记讨 论了LLC谐振变换器中潜在失效模式和机理，并为防止 失效，提供一种简单、高性价比的解决方案。

引言引言 在功率变换市场中，尤其对于通信/服务器电源应用，不 断提高功率密度和追求更高效率已经成为最具挑战性的 议题对于功率密度的提高，最普遍方法就是提高开关 频率，以便降低无源器件的尺寸零电压开关(ZVS)拓 扑因具有极低的开关损耗、较低的器件应力而允许采用 高开关频率以及较小的外形，从而越来越受到青睐 [1][2]这些谐振变换器以正弦方式对能量进行处理，开关器件可实现软开闭，因此可以大大地降低开关损耗和 噪声在这些拓扑中，相移ZVS全桥拓扑在中、高功率 应用中得到了广泛采用，因为借助功率MOSFET的等效 输出电容和变压器的漏感可以使所有的开关工作在ZVS 状态下，无需额外附加辅助开关然而，ZVS范围非常 窄，续流电流消耗很高的循环能量近来，出现了关于 相移全桥拓扑中功率MOSFET失效问题的讨论[3]这种 失效的主要原因是：在低反向电压下，MSOFET体二极 管的反向恢复较慢另一失效原因是：空载或轻载情况 下，出现Cdv/dt直通在LLC谐振变换器中的一个潜在 失效模式与由于体二极管反向恢复特性较差引起的直通 电流相关[5][6]即使功率MOSFET的电压和电流处于安 全工作区域，反向恢复dv/dt和击穿dv/dt也会在如启动、 过载和输出短路的情况下发生。

LLC谐振半桥变换器谐振半桥变换器 LLC谐振变换器与传统谐振变换器相比有如下优势[7]： ?宽输出调节范围，窄开关频率范围 ?即使空载情况下，可以保证ZVS ?利用所有的寄生元件，来获得ZVS LLC谐振变换器可以突破传统谐振变换器的局限正是 由于这些原因，LLC谐振变换器被广泛应用在电源供电 市场LLC谐振半桥变换器拓扑如图1所示，其典型波 形如图2所示图1中，谐振电路包括电容Cr和两个与之 串联的电感Lr和Lm作为电感之一，电感Lm表示变压器 的励磁电感，并且与谐振电感Lr和谐振电容Cr共同形成 一个谐振点重载情况下，Lm会在反射负载RLOAD的作用 下视为完全短路，轻载情况下依然保持与谐振电感Lr串 联因此，谐振频率由负载情况决定Lr 和Cr决定谐振 频率fr1，Cr和两个电感Lr 、Lm决定第二谐振频率fr2，随 着负载的增加，谐振频率随之增加谐振频率在由变压 器和谐振电容Cr决定的最大值和最小值之间变动，如公 式1、2所示 rr1rCL21f •π= (1) ()rmr2rCLL21f •+π= (2) 图图 1. LLC谐振变换器谐振变换器 AN-9067 APPLICATION NOTE © 2009 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0 • 2/16/11 2 图图 2. LLC谐振变换器的典型波形谐振变换器的典型波形 LLC谐振变换器的失效模式谐振变换器的失效模式 启动失效模式启动失效模式 图图 3. 启动时功率 启动时功率MOSFET的测得波形的测得波形 图图 4. 启动时功率 启动时功率MOSFET的仿真波形的仿真波形 图3和图4给出了启动时功率MOSFET前五个开关波形。

在变换器启动开始前，谐振电容和输出电容刚好完全放 电与正常工作状况相比，在启动过程中，这些空电容 会使低端开关Q2的体二极管深度导通因此流经开关 Q2体二极管的反向恢复电流非常高，致使当高端开关 Q1导通时足够引起直通问题启动状态下，在体二极管 反向恢复时，非常可能发生功率MOSFET的潜在失效 图5给出了LLC谐振半桥变换器启动时的简化波形 图6给出了可能出现潜在器件失效的工作模式在t0~t1时 段，谐振电感电流Ir变为正由于MOSFET Q1处于导通 状态，谐振电感电流流过MOSFET Q1 沟道当Ir开始上 升时，次级二极管D1导通因此，式3给出了谐振电感 电流Ir的上升斜率因为启动时vc(t)和vo(t)为零，所有的 输入电压都施加到谐振电感Lr的两端这使得谐振电流 剧增 dtLNN) t (v) t (vVdi rsp oLinr⋅−− =(3) 图图 5. 启动状态下潜在失效模式的简化波形 启动状态下潜在失效模式的简化波形 在t1~ t2时段，MOSFET Q1门极驱动信号关断，谐振电感 电流开始流经MOSFET Q2的体二极管，为MOSFET Q2产生 ZVS条件这种模式下应该给MOSFET Q2施门极信号。

由 于谐振电流的剧增，MOSFET Q2体二极管中的电流比正 常工作状况下大很多导致了MOSFET Q2的P-N结上存储 更多电荷 在t2~t3时段，MOSFET Q2施加门极信号，在t0~t1时段 剧增的谐振电流流经MOSFET Q2沟道由于二极管D1 依 然 导 通 ， 该 时 段 内 谐 振 电 感 的 电 压 为 ：sp oLNNtvtv⋅+)()(该电压使得谐振电流ir(t)下降然而，sp oLNNtvtv⋅+)()(很小，并不足以在这个时间段内使电流反向在t3时刻，MOSFET Q2电流依然从源 极流向漏极另外，MOSFET Q2的体二极管不会恢Id_Q2:2A/div Id_Q1:2A/div Vds_Q1:100V/div Vds_Q2:100V/div 1us/div AN-9067 APPLICATION NOTE © 2009 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0 • 2/16/11 3 复，因为漏源极之间没有反向电压下式给出了谐振 电感电流Ir的上升斜率： dtLNNtvtv dirsp oLr⋅+ =)()((4) 在t3~t4时段，谐振电感电流经MOSFET Q2体二极管续 流。

尽管电流不大，但依然给MOSFET Q2的P-N结增加 储存电荷 在t4~t5时段，MOSFET Q1通道导通，流过非常大的直 通电流，该电流由MOSFET Q2体二极管的反向恢复电 流引起这不是偶然的直通，因为高、低端MOSFET正 常施加了门极信号；如同直通电流一样，它会影响到该 开关电源这会产生很大的反向恢复dv/dt，有时会击穿 MOSFET Q2这样就会导致MOSFET失效，并且当采 用的MOSFET体二极管的反向恢复特性较差时，这种失 效机理将会更加严重 (a) t0-t1 (b) t1-t2 (c) t2-t3 (d) t3-t4 (e) t4-t5 图图 6. LLC谐振半桥变换器的潜在失效工作模式谐振半桥变换器的潜在失效工作模式 AN-9067 APPLICATION NOTE © 2009 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0 • 2/16/11 4 过载失效模式过载失效模式 图图 7. LLC谐振变换器的直流增益谐振变换器的直流增益 图7给出了不同负载下LLC谐振变换器的直流增益特性 曲线根据不同的工作频率和负载可以分为三个区域。

谐振频率fr1的右侧（蓝框）表示ZVS区域，空载时最小 第二谐振频率fr2的左侧（红框）表示ZCS区域，fr1和fr2 之间的可能是ZVS或者ZCS，由负载状况决定所以紫 色的区域表示感性负载，粉色的区域表示容性负载图 8给出了感性和容性负载下简化波形当开关频率 fsfr1，谐振电路的输入阻抗为感性 MOSFET电流在开通后为负，关断前为正MOSFET开 关在零电压处开通因此，不会出现米勒效应从而使开 通损耗最小化MOSFET的输入电容不会因米勒效应而 增加而且体二极管的反向恢复电流是正弦波形的一部 分，并且当开关电流为正时，会成为开关电流的一部 分因此，通常ZVS优于ZCS，因为它可以消除由反向 恢复电流、结电容放电引起的主要的开关损耗和应力 图9给出了过载情况下工作点移动轨迹变换器正常工 作在ZVS区域，但过载时，工作点移动到ZCS区域，并 且串联谐振变换器特性成为主导过载情况下，开关电 流增加，ZVS消失，Lm被反射负载RLOAD完全短路这 种情况通常会导致变换器工作在ZCS区域ZCS（谐振 点以下）最严重的缺点是：开通时为硬开关，从而导致 二极管反向恢复应力此外，还会增加开通损耗，产生 噪声或EMI。

0.000.250.500.751.001.251.501.752.002.250.00.51.01.52.02.5500% load150% load100% load50% loadGainFs/Fr图图 9. 依赖负载条件 依赖负载条件LLC谐振变换器的工作点谐振变换器的工作点 二极管关断伴随非常大的dv/dt，因此在很大的di/dt条件 下，会产生很高的反向恢复电流尖峰这些尖峰会比稳 态开关电流幅值大十倍以上该大电流会使MOSFET损 耗大大增加、发热严重MOSFET结温的升高会降低其 dv/dt的能力在极端情况下，损坏MOSFET，使整个系 统失效在特殊应用中，负载会从空载突变到过载，为 了能够保持系统可靠性，系统应该能够在更恶劣的工作 环境中运行 图图 10. 过载时功率 过载时功率MOSFET的测量波形的测量波形 AN-9067 APPLICATION NOTE © 2009 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. 1.0.0 • 2/16/11 5 图图 11. 过载时功率 过载时功率MOSFET的仿真波形的仿真波形 图图 12. 过载时潜在失效模式的简化波形 过载时潜在失效模式的简化波形 图10和图11给出了过载时功率MOSFET开关波形。

电流 尖峰发生在开通和关断的瞬间可以被认作是一种“暂 时直通”图12给出了过载时LLC谐振变换器的简化波 形，图13给出了可能导致器件潜在失效问题的工作模 式 在t0~t1时段，Q1导通，谐振电感电流Ir为正由于 MOSFET Q1处于导通状态，谐振电流流过MOSFET Q1 沟道，次级二极管D1导通Lm不参与谐振，Cr与Lr谐 振能量由输入端传送到输出端 在t1~t2时段，Q1门极驱动信号开通，Q2关断，输出电 流在t1时刻为零两个电感电流Ir 和 Im相等次级二极 管都不导通，两个输出二极管反向偏置能量从输出电 容而不是输入端往外传输因为输出端与变压器隔离， Lm与Lr串联参与谐振 在t2~t3时段，MOSFET Q1 依然施加门极信号，Q2关 断在这个时段内，谐。