CMOS两级运放设计.docx

CMOS两级运放设计CMOS两级运放的设计1设计指标在电源电压0-5V,采用0.5um上华 CMOS工艺完成以下指标： 共模输入电压固定在（）开环直流增益单位增益带宽相位裕度转换速率负载电容静态功耗电流共模抑制比PSRR2电 路分析2.1电路图2.2电路原理分析两级运算放大器的电路结构如图1.1 所示，偏置电路由理想电流源和M8组成M8将电流源提供的电流转换为 电压，M8和M5组成电流镜，M5将电压信号转换为电流信号输入级放大 电路由M1〜M5组成M1和M2组成PMOS差分输入对，差分输入与单端输 入相比可以有效抑制共模信号干扰；M3、M4电流镜为有源负载，将差 模电流恢复为差模电压M5为第一级提供恒定偏置电流，流过M1，2 的电流与流过M3,4的电流输出级放大电路由M6、M7组成M6将差分 电压信号转换为电流，而M7再将此电流信号转换为电压输出M6为共源 放大器，M7为其提供恒定偏置电流同时作为第二级输出负载相位补偿 电路由Cc构成，构成密勒补偿3性能指标分析3.1直流分析由于第一级差分输入对管M1和M2相同， 有第一级差分放大器的电压增益为： 第二极共源放大器的电压增益为所以二级放大器的总的电压增益为3.2频率特性分析设为第一级输出节点到 地的总电容，有设表示第二级输出节点与地之间的总电容，有一般，由于 远大于晶体管电容，所以远大于，可以解出电路的传输函数为其中： 可以得到右半平面零点为从而电路的主极点而次极点由于和远大于，而中最 主要的部分为，中则以为主，经过适当近似，可以得到单位增益带宽为 3.3共模抑制比分析如果运放有差分输入和单端输出，小信号输出电压可 以描述为差分和共模输入电压的方程其中是差模增益，有，是共模增益。

共模抑制比的定义为从角度考虑可以理解为“每单位共模输入电压的变化 引起的输入失调电压的变化”对于两级运放电路的共模抑制比，有其中，是第一级的共模抑制比， 因为第二级是单端输入、单端输出，所以不贡献共模抑制比由源极负反馈增益可知，等效输入跨导为:如果，那么可以化简 为：输出阻抗为:所以共模增益为：得到：3.4转换速率（lewrate） SlewRate也就是压摆率，是指大信号情况下运放的输入端接入较大的阶 跃信号，输出信号波形也会发生大的变化，会发生截至或者饱和的现象 输出电压变化对时间的比值叫做压摆率，单位是对于两级运放，当输入为大的正输入阶跃，截止，的电流流经和，电 流镜使得也流经同样的电流因为截止，这个电流从流过恒定电流流过 在其两端产生一个电压梯度，斜率为如果提供足够的电流给，那么保持 恒定，的漏端电压不变，结果导致的漏端电压呈梯度上升对于大的负输 入阶跃，、和截止，导通，的电流全部流经并流过由于有足够的电流流 过，保持恒定，即的漏端电压不变，导致的漏端电压有负向同样斜率的梯 度压摆率SR为对于负载电容也要充放电对放电不存在问题，因为当 过度驱动（很大）时可以流经很大的电流但是当对充电时，只能在有限 的时间内实现，因为是通过进行充电的。

由于有一部分电流要留过，所以 只有的电流经过这样一来，对于正的输入阶跃，的漏端电压会下降，也 会减少流经的电流电流对充电，导致一个正的电压梯度，斜率为所以总 的SR是这两个中的最小值，得到为了测量转换速率，将运算放大器输出端 与反相输入端相连，如下图所示，输出端接3pF电容因为单位增益结构 的反馈最大，从而导致最大的环路增益，所以能用做最坏情况测量，因此 采用这种结构来测量转换速率摆率的测量方法3.5电源抑制比分析假设正电源和负电源的小信号变 化分别为和，出于简化考虑，那么输出小信号电压为其中A+和A-分别是 正电源和负电源到输出的小信号增益将上式改写为其中且正电源抑制比 为差模增益除以正电源增益，负电源抑制比为差模增益除以负电源增益 电源抑制比应越高越好，以减小电源对输出的影响实际中，电源抑制比 会随着频率的增加而下降因为在实际使用中的电源也含有纹波，在运算放大器的输出中引入很 大的噪声，为了有效抑制电源噪声对输出信号的影响，需要了解电源上的 噪声是如何体现在运算放大器的输出端的把从运放输入到输出的差模增 益除以差模输入为0时电源纹波到输出的增益定义为运算放大器的电源抑 制比，式中的vdd=0，vin=0指电压源和输入电压的交流小信号为0，而 不是指它们的直流电平。

需要注意的是，电路仿真时，认为MOS管都是完 全一致的，没有考虑制造时MOS管的失配情况，因此仿真得到的PSRR都 要比实际测量时好，因此在设计时要留有余量电源抑制比的原理图4电路分析设计过程4.1确定米勒电容的大小相 位裕量有： 要求60°的相位裕量，假设RHP零点高于10GB以上 而： 所以即由于要求的相位裕量，所以可得到在最大输入情况下，考虑M1处在饱和区，有在最小输入情况下，考虑M5处在饱和区，有本设计中 负载是3PF，考虑寄生电容存在，选取的初值为1PF4.2分配电流，确定各管的宽长比考虑共模输入范围： 在最大输入情况下，考虑M1处在饱和区，有（4）在最小输入情况下，考虑M5处在 饱和区，有为了使静态功耗尽量的小，在电流偏置级加入的理想电流源为 5uA在（.SCS）工艺库文件中查找计算需要的参数:NMOS1.3e- 8495.0940.7192PMOS1.37e-8283.270.97255 其中有： ：是电子或空穴 的迁移率：单位面积栅氧化物电容：栅氧厚度自由空间介电常数：二氧化 硅介电常数根据以上的参数，手工计算所需要的参数：（1）取管的过驱动电压为0.1,根据饱和电流公式得（2）为了使其满足压摆率的要求， 取尽量大一些，我们最终取，和构成电流镜，则。

3）此时和的电流都为先确定管的宽长比再确定的宽长比，则有得到（4）为了得到60°的相位裕量，的值近 似起码是输入级跨导的10倍为了达到第一级电流镜负载（M3和M4）的 正确镜像，要求，我们可以得到，使，有则有： （5）最后确定管的跨长比5仿真结果5.1测量输入共模范围运算放大器常采用如图3所示的单 位增益结构来仿真运放的输入共模电压范围，即把运放的输出端和反相输 入端相连，同相输入端加直流扫描电压，从负电源扫描到正电源输入共模范围测量电路输入共模范围细节图直流扫描输出输入结果 5.2交流分析（1）修改之前的交流分析带有米勒补偿的两级运算放大器 如上图所示，将其封装的ymbol模块并搭建其测试电路其中该测试电 路图中所用的电源为单电源5V，放大器两端所给共模电压是2.5v，差模电 压为交流1v其交流分析的测试电路如下图所示： 增益、相位裕度测试电路增益、相位裕度测试结果图从图中看出，相位裕度70.8°，增益 73dB，，单位增益带宽仅有18.94MHZ左右，单位增益带宽指标未达到（2） 电路存在的问题与解决在加入电流以后，NMOS管和PMOS管的电子迁移率 或空穴迁移率都发生变化，从其中一个管子的状态反推出，。

按照之前的 理论重新推算各个管子的宽长比MOS管W/L （计算值）M1、M2M3、M4M5M6M7M8仿真结果如下图： 从图中看出，，增益70dB，，单位增益带宽仅有18.12MHZ左右，单位增益带宽指标未达到相位裕度90.17，可以推算出主极点在odb带宽之外1） 单位增益带宽不达标，由公式知，要提高单位增益带宽需要提 高的大小而的大小一定值，，故当增大时，也增大此时提高，由 知，变小，会引起的变化，故需调节2） 通过仿真可以发现，当增益满足时，相位裕度小于60，不满足 指标造成相位裕度太小的原因是次极点太小，通过提高第二级的放大增 益来提高相位裕度得到的仿真值可参考下表：MOS管W/L （计算值）W/L （仿真值）M1、 M2M3、M4M5、M6M7M8运放中功率管的计算值与仿真值（3）修改后的交流 仿真在以上的修改过后得到的参数的基础上，仿真结果满足指标从图中看 出，，该放大器的增益有75dB，，单位增益带宽有31.8MHZ，相位裕度约 61°5.3瞬态分析为了测量转换速率和建立时间，将运算放大器输出端与 反相输入端相连，测试电路图如下图所示同相输入端加高、低电平分别 为2V和3V，周期为5^，时间延迟为10n,上升时间为10n,下降时间为冲 10n，脉冲宽度2u的脉冲信号。

瞬态分析所用脉冲信号SR测试电路图根据电路理论可知，输出响应 分为大信号响应和小信号响应两个阶段根据大信号响应的斜率可以直接 测量放大器的正摆率在测量时需注意不能从跳变开始时刻计算摆率，这 是因为由于电容馈通效应的存在，输出曲线会有个向下弯曲的过程瞬态仿真结果输出曲线和输入曲线细节图利用“calculator”中的 “lewrate”来测量输出曲线的摆率需要注意，在“calculator”计算 结果都是用国际标准单位表示的，因此如果要表示成，还要除以计算结 果为56.17，因此设计满足要求5.4电源电压抑制比测试PSRR是衡量电路对电源噪声的抑制能力 把运算放大器连接成单位增益负反馈模式，即将运算放大器的反相输入端 和输出端短接，将差分信号设为0，电源电压为1V的交流电压，测试电 路如下图所示可以计算出： 因此： 测量运算放大器的PSRR的电路需注意的是，在用该测试电路图测量运算放大器的电源抑制比PSRR时，所得的输出端 “”的增益曲线，即为运算放大器的PSRR的倒数的幅频特性曲线想要 观察PSRR的幅频特性曲线，需要利用“calculator"中的" ”函数，对 仿真结果取倒数测量运算放大器的PSRR的电路运算放大器PSRR倒数的频率特性 5.5CMRR的频率响应测量CMRR是放大器对输入端共模信号的抑制能力，， 其中表示差模增益，表示共模增益。

把运算放大器连接成单位增益负反馈 的模式，在放大器同相端和反相端输入加上相同的1V交流电压，得到共模 增益测量电路如下图： 共模增益测量电路需要注意，在用该测试电路 图测量运算放大器的电源共模抑制比CMRR时，所得的输出端“”的增益 曲线，为共模增益曲线需要用直流增益曲线减去该曲线，可以得到共模 抑制比CMRR,因此得到运算放大器的低频共模抑制比为80dB共模增益曲线6总结与展望本次实验主要讲述了一个两级运算放大器 的设计过程，设计过程主要分为两部分，基本参数的估算和电路的考察和 优化最终达到了以下指标： 共模输入电压固定在开环直流增益单位增益带宽相位裕度转换速率负载电容静态功耗电流共模抑制比pPSRRnPSRR 对在设计过程中出现了一些问题的分析与总结： （1）根据估算的参数 值，搭建基本电路，进行直流仿真，可以发现第一级和第二级放大器的输 入管的跨导都比设计值小，分析其原因是由于计算时忽略了很多二级效应， 从而造成了偏差同时，从工艺库文件中的电子迁移率等参数在仿真中都 会根据实际情况进行修正，这也是造成仿真结果和计算仿真不一致的原因2） 在仿真时，出现了相位裕度频率特性曲线是从开始递减计数， 而不是从开始递减计数，分析其原因是在接入电源之前没有判断同相端与 反相端，将电源在输入级的同相端与反相端两端接反了，出现了上面的情 况。

3） 本设计中的相位补偿只是用了一个米勒补偿电容，为了满足相 位要求，设计了较大的第二级放大器的输入管的跨导，这使得第二级放大 器有较大的静态电流，导致较大的静态功耗可以通过添加调零电阻对电 路进行进一步的优化在第一级输出与之间串联一个电阻，通过调节电阻 的大小，便可以实现将零点移动右半平面，使相位裕度得到改善电阻控 制零点的方法有三种：将零点移到左半平面并与第二级点重合； 将零点 以至无穷远处，即消去零点；将零点移至左半平面略大于GBW的位置， 一般为1.2倍的GBW处，从而使相位超前，提高电路稳定性。