电子技术基础(模拟部分)第五版第5章康华光.ppt

第五章 场效应管放大电路,P沟道,耗尽型,P沟道,P沟道,（耗尽型）,场效应管的分类：,场效应管,场效应晶体三极管是由一种载流子导电的、用输入电压控制输出电流的半导体器件从参与导电的载流子来划分，它有自由电子导电的N沟道器件和空穴导电的P沟道器件按照场效应三极管的结构划分，有结型场效应管和绝缘栅型场效应管两大类金属-氧化物-半导体场效应管,绝缘栅型场效应管Metal Oxide Semiconductor —— MOSFET 分为 增强型  N沟道、P沟道 耗尽型  N沟道、P沟道,增强型： 没有导电沟道，,耗尽型： 存在导电沟道，,N沟道 P沟道 增强型,N沟道 P沟道 耗尽型,,5.1 金属-氧化物-半导体（MOS）场效应管,5.1.1 N沟道增强型MOSFET,5.1.5 MOSFET的主要参数,5.1.2 N沟道耗尽型MOSFET,5.1.3 P沟道MOSFET,5.1.4 沟道长度调制效应,5.1.1 N沟道增强型MOSFET,,1. 结构（N沟道）,L ：沟道长度,W ：沟道宽度,tox ：绝缘层厚度,通常 W L,5.1.1 N沟道增强型MOSFET,剖面图,1. 结构（N沟道）,,符号,N沟道增强型场效应管,动画演示mosfet场效应管结构,N沟道增强型场效应管的工作原理,（1）栅源电压VGS的控制作用,当VGS=0V时，因为漏源之间被两个背靠背的 PN结隔离，因此，即使在D、S之间加上电压, 在D、S间也不可能形成电流。

当 0＜VGS＜VT (开启电压)时，通过栅极和衬底间的电容作用，将栅极下方P型衬底表层的空穴向下排斥，同时，使两个N区和衬底中的自由电子吸向衬底表层，并与空穴复合而消失，结果在衬底表面形成一薄层负离子的耗尽层漏源间仍无载流子的通道管子仍不能导通，处于截止状态1 . 栅源电压VGS的控制作用,,当VGS＞VT时，衬底中的电子进一步被吸至栅极下方的P型衬底表层，使衬底表层中的自由电子数量大于空穴数量，该薄层转换为N型半导体，称此为反型层I D,形成N源区到N漏区的N型沟道把开始形成反型层的VGS值称为该管的开启电压VT这时，若在漏源间加电压 VDS，就能产生漏极电流 I D，即管子开启 VGS值越大，沟道内自由电子越多，沟道电阻越小，在同样 VDS 电压作用下， I D 越大这样，就实现了输入电压 VGS 对输出电流 I D 的控制1 . 栅源电压VGS的控制作用,2 .漏源电压VDS对沟道导电能力的影响,当VGS＞VT且固定为某值的情况下，若给漏源间加正电压VDS则源区的自由电子将沿着沟道漂移到漏区，形成漏极电流ID，当ID从D  S流过沟道时，沿途会产生压降，进而导致沿着沟道长度上栅极与沟道间的电压分布不均匀。

源极端电压最大，为VGS ，由此感生的沟道最深；离开源极端，越向漏极端靠近，则栅—沟间的电压线性下降，由它们感生的沟道越来越浅；,,直到漏极端，栅漏间电压最小，其值为： VGD=VGS-VDS , 由此 感生的沟道也最浅可见，在VDS作用下导电沟道的深度是不均匀的，沟道呈锥形分布若VDS进一步增大，直至VGD=VT，即VGS-VDS=VT或VDS=VGS-VT 时，则漏端沟道消失，出现预夹断点A,2 .漏源电压VDS对沟道导电能力的影响,当VDS为0或较小时，VGD＞VT，此时VDS 基本均匀降落在沟道中，沟道呈斜线分布2 .漏源电压VDS对沟道导电能力的影响,当VDS增加到使VGD=VT时，漏极处沟道将缩减到刚刚开启的情况，称为预夹断源区的自由电子在VDS电场力的作用下，仍能沿着沟道向漏端漂移，一旦到达预夹断区的边界处，就能被预夹断区内的电场力扫至漏区，形成漏极电流2 .漏源电压VDS对沟道导电能力的影响,当VDS增加到使VGDVT时，预夹断点向源极端延伸成小的夹断区由于预夹断区呈现高阻，而未夹断沟道部分为低阻，因此，VDS增加的部分基本上降落在该夹断区内，而沟道中的电场力基本不变，漂移电流基本不变，所以，从漏端沟道出现预夹断点开始， ID基本不随VDS增加而变化。

2 .漏源电压VDS对沟道导电能力的影响,栅源电压VGS对漏极电流ID的控制作用,动画演示mosfet场效应管工作原理,3. V-I 特性曲线及大信号特性方程,,（1）输出特性及大信号特性方程,① 截止区 当vGS＜VT时，导电沟道尚未形成，iD＝0，为截止工作状态3. V-I 特性曲线及大信号特性方程,,（1）输出特性及大信号特性方程,② 可变电阻区 vDS≤（vGS－VT）,由于vDS较小，可近似为,rdso是一个受vGS控制的可变电阻,3. V-I 特性曲线及大信号特性方程,,（1）输出特性及大信号特性方程,② 可变电阻区,n ：反型层中电子迁移率 Cox ：栅极（与衬底间）氧化层单位面积电容,本征电导因子,其中,Kn为电导常数，单位：mA/V2,3. V-I 特性曲线及大信号特性方程,,（1）输出特性及大信号特性方程,③ 饱和区 （恒流区又称放大区）,vGS VT ，且vDS≥（vGS－VT）,,是vGS＝2VT时的iD,V-I 特性：,3. V-I 特性曲线及大信号特性方程,,（2）转移特性,MOSFET的特性曲线,1.漏极输出特性曲线,2.转移特性曲线— VGS对ID的控制特性,转移特性曲线的斜率 gm 的大小反映了栅源电压对漏极电流的控制作用。

其量纲为mA/V，称gm为跨导 gm=ID/VGSQ （mS),ID=f(VGS)VDS=常数,增强型MOS管特性小结,耗尽型MOSFET,N沟道耗尽型MOS管，它是在栅极下方的SiO2绝缘层中掺入了大量的金属正离子，在管子制造过程中，这些正离子已经在漏源之间的衬底表面感应出反型层，形成了导电沟道 因此，使用时无须加开启电压（VGS=0），只要加漏源电压，就会有漏极电流当VGS＞0 时，将使ID进一步增加VGS＜0时，随着VGS 的减小ID 逐渐减小，直至 ID=0对应ID=0 的 VGS 值为夹断电压 VP 5.1.2 N沟道耗尽型MOSFET,,1. 结构和工作原理（N沟道）,二氧化硅绝缘层中掺有大量的正离子,可以在正或负的栅源电压下工作，而且基本上无栅流,5.1.2 N沟道耗尽型MOSFET,,2. V-I 特性曲线及大信号特性方程,,,（N沟道增强型）,5.1.3 P沟道MOSFET,,,耗尽型MOSFET的特性曲线,5.1.5 MOSFET的主要参数,,一、直流参数,NMOS增强型,1. 开启电压VT （增强型参数）,2. 夹断电压VP （耗尽型参数）,3. 饱和漏电流IDSS （耗尽型参数）,4. 直流输入电阻RGS （109Ω～1015Ω ）,二、交流参数,1. 输出电阻rds,当不考虑沟道调制效应时，＝0，rds→∞,5.1.5 MOSFET的主要参数,,2. 低频互导gm,二、交流参数,考虑到,则,,其中,5.1.5 MOSFET的主要参数,,end,三、极限参数,1. 最大漏极电流IDM,2. 最大耗散功率PDM,3. 最大漏源电压V（BR）DS,4. 最大栅源电压V（BR）GS,各种场效应管所加偏压极性小结,FET放大电路组成原则及分析方法,(1) 静态：适当的静态工作点，使场效应管工作在恒流区，FET的偏置电路相对简单。

2) 动态：能为交流信号提供通路组成原则：,分析方法：,5.2 MOSFET放大电路,由FET组成的放大电路和BJT一样,要建立合适的静态工作点所不同的是,FET是电压控制器件,因此它需要有合适的栅极-源极电压 现在以N沟道增强型MOSFET为例说明如下:,(1)简单的共源极放大电路,若计算出来的,若计算出来的,则说明NMOS管工作在饱和区,则说明NMOS管工作于可变电阻区,(2)带源极电阻的NMOS共源极放大电路,,P沟道MOS管电路的分析与N沟道类似,但要注意其电源极性与电流方向不同场效应管（FET）放大电路,FET放大电路的直流偏置及静态分析,1. 直流偏置电路,FET为电压控制器件，因此用FET组成放大电路，需要设置合适的栅极电压（简称栅压，为Q点电压）工程中常用的FET放大电路的偏置方式有两种，现以N沟道耗尽型MOSFET为例介绍如下：,（1）自给偏压电路 如图2-28a所示因为在FET的源极接入了Rs，所以 即使 uGS=0，也有漏源电流ID流过Rs，而栅极经RG接地，UG=0V，故在静态时 负栅压UGS=UG-US=0V-IDRS 可见该电路的直流偏压是靠本身源极电阻Rs上的 压降设置的，故名自给偏压式电路。

另电路种Cs对Rs起交流旁路作用，Cs为源 极旁路电容a ）自给偏压式电路,,b ） 分压式偏置电路,（2） 分压式偏置电路 这种直流偏置电路类同于自举式射极输出器的偏置电路，见图2-28b电源电压VDD经RG1、RG2分压后，经RG提供栅压,同时ID在Rs上也产生直流压降Us=IDRs因而FET的栅—源电压为,2. Q点的确定,（1）估算法 对于图示自给偏压式FET放大电路，联立求解以下两式，便可确定该电路的Q点,两式中IDSS、UGS ( o f f )和Rs为已知，iD、uGS为未知，两个方程式两个未知数，可联立求出对于图示分压式偏置FET放大电路，则可联立以下两式来估算Q点,例（1）图电路，设RG=10MΩ，Rs=2kΩ，RD=18kΩ，VDD=20V，N沟道耗尽型MOSFET输出特性如图2-29b所示，试用图解法确定该电路的Q点； （2）图电路，设RG1=2MΩ，RG2=47kΩ，RG=10MΩ，RD=30kΩ，Rs=2kΩ，VDD=18V，FET的UGS(off)=-1V，IDSS=0.5mA试用估算法确定Q点2）图解法 下面用例题来说明图解法确定FET放大电路的Q点。

解：（1）图解法步骤如下：,1）在输出特性上作直流负载线 由原电路图输出回路有,根据此方程就可在输出特性上作直流负载线MN，如图所示2）在iD ~ uGS坐标系中作负载转移特性 见图，由直流负载线MN与各支输出特性曲线之交点a、b、c、d和e相应的 iD、uGS值，在 iD ~ uGS 坐标平面上分别得到a、b、c、d 和e 各点，连接这些点，就可得到负载转移特性iD=f（uGS），这是求出Q点所要用的曲线①3）仍在iD~uGS坐标系中作源极负载线 对应图示自给偏压放大电路， iD、uGS还需满足式（2-47），即,这是一个在iD~uGS坐标系上过原点的直线方程，作出该直线段OL： iD=-uGS/Rs，由于其斜率为-1/Rs，所以称之为源极负载线（见图中曲线②）4）确定Q点 源极负载线OL 与负载转移特性曲线之交点，即曲线②与曲线①之交点，就是静态工作点Q5）截出Q点的电压、电流值 UGS≈-0.75V，ID≈0.37mA，UDS≈12.5V整理以上方程式，可得,将uGS式代入iD式中，并整理得,解之得iD=（0.95±0.64）mA因IDSS=0.5mA，iD=ID应小于IDSS，故取 ID=0.31mA，从而UGS=0.4-2ID=-0.22V，UDS=VDD-ID（RD+RS）≈8.1V。

2） 对于图2-28b放大电路，将FET转移特性式与式联立，有,,§5.2 FET放大电路的动态分析,1. FET的交流低频小信号模型,与BJT的H 参数模型的建立过程相类同，将FET看作是一个双口网络，如图所示因FET的栅极电流 iG=0，故应为iD与uGS、uDS成函数关系，即,a ）共源接法时的双口网络,图2-30 场效应管的微变等效电路,,对上式求全微分，得,令,和,在低频小信号条件下 ，FET在Q点附近小范围内，可以直代曲，即可认为此时特性曲线线性，gm及rds为常数，并且式中各微变量也可用有限的正弦有效值表示，即式可表示为,b ）低频小信号模型,图2-3。