高频调谐器(高频头)原理.ppt

第六章 高频调谐器(高频头) 6.1 高频调谐器的功用及性能要求高频调谐器的功用及性能要求6.2 高频调谐器的功能电路分析高频调谐器的功能电路分析 6.3 TDQ—3型调谐器电路分析型调谐器电路分析 6.4 频道预置器频道预置器 复习思考题复习思考题 6.1 高频调谐器的功用及性能要求 •6.1.1 高频调谐器的原理框图及功用•高频调谐器又叫频道选择器, 俗称高频头它一般由输入回路、高频放大器、本机振荡器和混频器等几部分组成, 其框图如6-1图 图 6-1 高频调谐器方框图 •高频调器的作用可以归纳为如下三点:•(1) 从接收天线中感应的许多电信号中, 通过输入回路和高放级回路选择出需要的电视频道节目•(2) 将选择出的高频电视信号(包括图像和伴音高频信号), 经高频放大器放大, 提高灵敏度, 并满足混频器所需要的幅度•(3) 通过混频器将图像高频信号 (fP) 和伴音高频信号 (fS) 变换成各自固定的图像中频 (fPI)和第一伴音中频 (fSI) 信号, 然后送到中频放大器再进一步放大•高频调谐器分机械调谐和电调谐两类机械调谐高频头是通过改变电感进行频道选择的 该调谐方式的优点是: 开关每转动一档, 就可切换一个频道, 不需另加选台装置 电性能稳定, 维修调整均方便。

主要缺点是体积大、机械结构复杂, 并且机械触点多, 用久易发生接触不良 • 电调谐高频头是通过改变回路中的电容进行频道选择的 目前, 都是采用变容二极管代替可变电容 它的优点是无机械触点、 寿命长 在波段范围内频率连续可调, 但频率位置不能固定, 在更换台时需临时调整 为避免这一麻烦, 就必须附设多路频道预选器 另外, 电子调谐器的本振频率易受温度变化的影响, 故常设AFC电路•不论是机械调谐还是电调谐, 都必须同时改变输入回路、 高放及本振回路的调谐参数(电感或电容)才可以切换频道 近年来, 电视接收机调谐器不仅出现了各种类型的模拟或数字式电子选台和自动预选装置, 而且已广泛使用光控式近红外遥控器, 以及与微处理器结合的多功能遥控器, 应用语言识别技术的语言遥控器也正在进行研究• 6.1.2 对高频头的主要性能要求• 1. 噪声系数小、 功率增益高、 放大器工作稳定•噪声对图像来说, 表现为不规则的雪花样点状的干扰 电视机整机输出信噪比的好坏, 主要取决于调谐器高放级噪声系数的大小 多级放大器总的噪声系数可以表示为• •式中, NF1、NF2等为各级噪声系数AP1、AP1等为各级功率增益。

可见, 提高调谐器的功率增益对于减少整机噪声十分重要• 一般要求高频头的功率增益≥20 dB, 噪声系数低于8 dB •2. 具有足够的通频带宽度和良好选择性•高频调谐器应该具有从接收天线感应得到的各种电磁信号中选取所需要的频道信号、抑制邻频道干扰、镜像干扰和中频干扰的能力因此要求它有合适的通频带和良好的选择性一般要求高频调谐器镜频抑制比(IMR)大于40 dB, 中频抑制比(IFR)应大于50 dB•高频调谐器的频率响应曲线由输入回路、高放、混频级及其耦合回路的频率响应所决定 •黑白电视机为了使画面杂波少而清晰, 希望调谐器频率特性的通带不要太宽, 如图6-2 (a) 所示而彩色电视机除了希望通带不要太宽外, 为了减少彩色失真, 还希望频率特性通带内增益变化较平稳其幅频特性如图6-2 (b) 所示 •图 6-2 调谐器的幅频特性 •3. 与天线、 馈线有良好的匹配关系•高频头的输入阻抗就是馈线的终端负载阻抗而各种负载线都有一定的特性阻崐抗ZC (它只与传输线材料、结构形状及尺寸有关, 而与终端负载、传输线的长度、始端信号源电动势无关)如果负载阻抗ZL=ZC, 则由天线送来的功率将完全为负载所吸收, 这时只有从天线向高频头传输的入射波, 没有反向传输的反射波。

如果ZL≠ZC, 则在馈线终端将会产生反射波, 这样不仅使信号功率不能完全被高频头所接收, 而且由于原入射波形成的电视信号与经反射后再次入射的电波形成的电视信号之间有一定的时延, 从而使荧屏上显示的图像产生重影•为了便于匹配, 调谐器输入、输出阻抗均设计为75 Ω, 正好与电视机拉杆天线或共用天线分支器插孔的等效阻抗相同, 采用特性阻抗为75 Ω的同轴电缆线直接相连就可以匹配当采用特性阻抗为300 Ω的半波折合振子引向天线或X型全频道天线时, 我们除采用特性阻抗为300Ω扁平双导线作馈线外, 还在馈线和调谐器之间接入天线匹配器• 4. 高放级应设有自动增益控制电路•一般要求自动增益控制范围应达到20 dB以上, 以保证当天线输入电平, 在一定范围内变化时, 视放输出电压基本保持幅度稳定 •5. 本机振荡的频率稳定度要高, 且对外辐射小•通常要求VHF段本振漂移小于±300 kHz, UHF段本振漂移小于±500 kHz 6.2 高频调谐器的功能电路分析 •6.2.1 机械调谐与电子调谐原理•为了收看不同频道的电视信号, 根据需要能改变(切换)信号的频道 , 即所谓高频调谐 调谐的方法有两种: 机械调谐 (改变LC回路的电感值) 和电子调谐 (改变LC回路的电容)。

•一、 机械调谐•常用机械调谐有两种•开关式高频头, 如KP12—2型, 对应每个频道的输入线圈、 高放负载线圈和本机振荡线圈都是独立的, 因此在频道切换时互相不干扰 在每个被切换线圈内部都有一个可调节的铜芯, 可以通过齿轮机构分别微调, 一次调准后, 就不再需要重新调节 缺点是由于触点多而产生机械故障•转盘式高频头, 它们的线圈在1~5频道和6~12频道中, 有些是共用的, 用一个可变电感进行微调 因为线圈与线圈之间互相牵制, 所以调试比较麻烦, 在更换频道时都需要重新进行微调 但触点少, 结构紧凑、 机械故障可能性小 •二、 电子调谐原理• 1. 变容二极管及电子调谐基本原理•如前所述, 如果改变谐振回路的电感(如机械调谐)或改变电容(电子调谐), 均可改变谐振频率f0, 使其谐振在某电视频道的中心频率上, 以实现转换频道和选台目的 高频头的各调谐回路中的可变电容器件都采用变容二极管替代变容二极管实质上就是一个结电容Cj随外加反向偏压变化范围比较大的PN结晶体二极管根据理论分析, 结电容可表示为• 式中, C0是偏压 UR为零时的结电容, UR为PN结上的直流偏压, φ是PN结的扩散电位, n为PN结附近杂质浓度决定的一个常数。

工作中, 变容管不允许工作在正向电压状态, 否则其结电阻很低(约几十欧), Q值很低, 谐振电路不能工作, 所以必须工作在反向偏压状态•由上式可见, 变容管的结电容Cj在零偏时最大, 随外加负偏压的增加, Cj将成指数下降变容管的符号及压控特性(以变容管2CB14为例)如图6-3所示 图 6-3 变容管2CB14 压控特性•当偏压从-3 V变至-30 V时, 电容量由18 pF变到3 pF, 电容变比(即电容覆盖系数)• 变容管的高频无载品质因数••式中, Rs为体电阻, 由P型和N型半导体材料决定, 通常值小于2 Ω由式中可见, 反向偏压UR越高, 则Cj越小, Q值越高 反之则Q 值就低•变容二极管外加负偏压的调节是靠电位器R实现的, 如图6-4所示如果R活动触点向上调节, 则UR增加、Cj下降, 从而调谐回路频率f0升高, 实现了调谐和选台 图 6-4 电子调谐原理电路• 2. 波段覆盖和电子开关•已知变容管2CB14的CM=18 pF、CN=3 pF, 其电容覆盖系数(即电容变比)为NC=CM/ CN =6由于变容管用于调谐频率, 因而最重要的是它的变化范围(变比), 而不是电容量的绝对值。

由图6-4可见, 谐振回路的频率为所以变容管2CB14使谐振回路频率最大变比•以电视VHF频段为例, 其最低频道中心频率为52.5 MHz, 第12频道中心频率为219 MHz, 其比值为4.17, 显然2CB14变容管不能满足覆盖VHF全波段的要求 假若再考虑分布电容的影响, 则变容管改变谐振回路变比还要小于2.45 因此, 需将VHF范围内的12个频道划分为两个波段, 1~5频道为低频段, 6~12频道为高频段采用电子开关切换电感线圈, 以便得到高、低两个频段•低频段(1~5频道)频率变比为•则 变 容 管 电 容 覆 盖 系 数NC1=N21=2.82•高频段(6~12频道)频率变比为•••则 变 容 管 电 容 覆 盖 系 数NC2=N22=1.64这样, 2CB14就都能满足频率覆盖的设计要求•图6-5为电子开关频段切换原理电路 图 6-5 电子开关频段切换原理图 •当电源开关S接通-4V, 电子开关VD1、VD2截止, 相当开路, 这时初级回路电感为L1+L2, 次级回路电感为L3+L4, 回路工作在1~5频道 当S接通+12 V, VD1 及VD2导通, L2及L4被短路, 则初级回路电感为L1 、次级回路电感为L3, 这时回路工作在6~12频道, 从而实现频段切换。

•该电路要求开关二极管正向导通电阻小于1 Ω, 以确保导通时的短路作用, 要求其反向电阻大, 并且反向结电容很小(小于1 pF), 以保证V截止时的交流开路作用 •3. 电调谐高频头的统调与跟踪•在机械调谐的高频头中, 改换频道时是四组线圈(选频回路、 高放双调谐负载回路、本振回路)同时切换, 只要电感线圈选择恰当, 原则上每一频道都能达到满意的跟踪但跟踪却是电子调谐器的特殊问题因为输入选频回路、高放双调谐负载回路及本机振荡回路中的变容二极管, 均使用同一调谐电压(BT)来控制其电容值, 我们要求无论电位器R(见图6-4) 调到任何位置, 也不管此时变容管Cj是何值, 输入选频回路、高放双调谐回路对应的谐振频率均应相同这就是所谓的统调•同时, 要求在全频段内, 本振回路谐振频率(即振荡频率)应处处与输入选频回路、 高放双调谐回路的谐振频率相差38(或37)MHz的固定中频, 通常称为点点跟踪一般难于做到点点跟踪, 往往只能做到高、中、低频三点跟踪或高、低端两点跟踪 •6.2.2 输入回路•电视机高频调谐器的输入回路应具有以下作用: 频道选择(选台) 阻抗匹配, 既要与高放输入端匹配, 又要与天线馈线实现阻抗匹配 抑制中频干扰和邻频道信号干扰 对于天线的强输入信号给予一定的衰减等。

•一、 选频电路•选频电路用来完成选频及阻抗匹配两个任务, 它是输入电路中的主要电路 为了满足选频的要求, 选频电路通常都是由电感和电容组成的单调谐的谐振回路常用基本选频电路结构形式如图6-6所示 图 6-6 高频头常用的选频电路 •电调谐电路与机械调谐高频头电路的原理及电路结构是相同的, 两者的区别是, 机械调谐器通过切换电感来改变频道, 而电调谐器则是通过改变调谐回路电容来进行选频的 •1. 选频电路如何实现阻抗匹配•选频电路通过电感抽头和电容分压方式与馈线及高放级连接, 其目的是实现良好的匹配, 避免产生反射等现象下面以图6-6 (a) 为例分析其阻抗匹配作用•图6-6 (a) 的等效电路如图6-7 (a) 所示 图 6-7 图6-6 (a) 的等效电路 •我们把75Ω不对称天线输入信号等效为内阻为75 Ω的信号源es, 电容抽头的一端与高放管基极相连, 基极输入阻抗可以看成是输入电阻Ri和输入电容Ci相并联 将图 (a) 中Ri、Rs折合到并联谐振电路两端, 则得到图6-7(b) 所示的等效电路, 图中:•选频电路输入电阻 (6-1) 等效负载电阻(6-2) •谐振电路总电感为•L=L1+L2 • 谐振电路总电容为• 选频电路本身损耗为•R0=ω0LQ0• R0越大则回路损耗越小, 式中ω0为该LC电路的谐振频率, Q0为电路本身的无载品质因数。

•由图 (b) 等效电路可以看到, 要实现输入端与输出端的阻抗匹配, 必须满足条件: •式中, Rs为选频电路的输入阻抗, Ri∥R0为选频电路的输出阻抗 (6-3)式就是采用电感抽头、 电容分压方式的选频电路与馈线及高放管连接时实现阻抗匹配的条件 由(6-1)和(6-2)式可见, 只要适当选择L1、L2与C1、C2的比值即可达到满意的阻抗匹配, 从而获得最大功率输出• 2. 选频电路的谐振频率和选择性•根据图6-7 (b) 可得到选频电路的谐振频率: •此电路的选择性用有载品质因数QL表征:•••式中, f0为频道中心频率、B为频道的通带, 一般取B=8 MHz不同频道, 为满足选择性要求, 其有载品质因数值是不同的• 3. 选频电路的插入损耗•由于选频电路本身存在损耗电阻R0, 因此在信号的传输系统中插入它以后, 必然要增加一些功率损耗而且该电路的Q0越低、R0越小, 则损耗越大插入损耗的存在造成了电视机噪声系数增大和灵敏度降低•为了衡量选频回路本身消耗功率的程度, 把在同一负载上, 当回路插入到传输系统后负载上所得到的功率P2,与回路插入前送到负载上的功率P1之比值,定义为该回路的插入系数A。

•由图6-7 (b) 中, 当选频电路插入后, 送给负载的功率为 •式中, U为等效负载电阻Ri两端的电压•选频电路插入前, 送给同一负载Ri的功率相当于插入回路无损耗(即R0=∞)时的理想条件下送给Ri的功率, 为 因此插入损耗 (6-5)•将谐振电路空载品质因数Qo=ωoL/Ro=WoLgo及有载品质因数QL=ωoL/RL=Wo Lg代入(6-5) 式, 则有 插入损耗用分贝表示为显然A=P2/P1可以描写选频电路加入后的损耗情况, A越接近1, 则P2越接近P1, 损耗越小 由(6-4)式和(6-6)式可知, 频道越高, QL越大, 插入损耗也越大噪声系数与插入损耗有关, 为了减小噪声, 应尽量减小插入损耗, 一般希望它在1 dB以下, 即QL值应取得小一些, 这样虽然使频带宽度增加一些, 某种程度上降低了选择性, 但却提高了输出的信噪比, 从而提高电视机的灵敏度• 二、 中频抑制电路•为了提高高频头对中频干扰信号的抑制能力, 通常在输入回路中加入中频吸收电路, 或称为中频抑制电路 常用的几种中频吸收电路如图6-8所示•图 (a) 为并接在输入端的LC串联谐振电路, 它对中频干扰产生谐振, 从而将中频干扰短路, 起到抑制中频干扰的作用。

图 (b) 为串接在输入端的LC并联谐振回路, 它对中频干扰产生并联谐振, 呈最大阻抗, 起到阻塞作用图 (c) 用T型高通滤波器(C1、 C2、L1)和串联谐振回路(C3、L2及C4、L3)组成的吸收电路•双串联谐振电路将中频短路, 而对高频信号呈现高阻抗, T型高通滤波器对高频信号衰减很小, 对中频及其以下频率衰减很大图 (d) 为由L2、 C2、L4构成高通滤波器和由L1 、 C1和L3 、C3并联谐振电路组成的吸收电路, 抑制中频及以下的信号, 中频以上的信号顺利通过 图 6-8 几种常用的中频吸收电路• 三、 宽频带平衡—不平衡天线匹配器•如6.1.2节所述, 当采用特性阻抗为300 Ω半波折合振子引向天线等室外天线时, 需要在馈线与调谐器之前加天线匹配器, 将300 Ω对称输入变换为75 Ω不对称输出, 然后再用75 Ω同轴电缆接入选频电路 它由两个传输线变压器组成, 其结构简单、 便宜、 重量轻且具有很宽的传输频带, 很适合于高频电路•天线匹配器的结构及原理电路如图6-9所示 它是用双股导线并绕在具有高导磁率双孔磁芯上, 每个小孔内各绕一组, 构成两组1∶1的传输线变压器。

图 6-9 天线匹配器 • 1. 传输线变压器特性•每一组变压器均可看作为一传输线, 例如aa’端到bb’端, 其特性阻抗 , 其中L0和C0分别为传输线单位长度的分布电感和初次级间的分布电容根据传输线理论可知, 当从传输线变压器输入端看入(例如从aa端向右)的输入阻抗为(6-7)式中, ZC为特性阻抗, ZL为负载阻抗, l为传输线长度, λ为高频电磁波在传输线上传播时的波长 •由(6-7)式可知, 当传输线终端匹配时, 即ZC = ZL 时, 则Zi= ZL = ZC, 可以实现最大功率传输, 与传输线长短无关 当传输线终端不匹配, 即负载 ZL ≠ ZC时, 如果满足条件lλ (即传输线很短或信号频率较低), 则由式(6-7)可以得到Zi = ZL, 即输入阻抗等于负载阻抗 由此可见, 只要导线长度比波长短得多时, 输入阻抗总是等于负载阻抗, 如果负载为纯阻, 输入阻抗则为纯阻 •2. 天线匹配器的平衡—不平衡、阻抗变换作用• 当将图6-9(a)天线匹配器(两个传输线变压器)接成图 (b) 电路, 它的输入端两个传输线变压器串联, 其输出并联。

•如前所设, 每个传输线变压器输入阻抗为Zi 、传输线特性阻抗为ZC 、端接负载阻抗为ZL, 当终端阻抗匹配时, 则Zi = ZC = ZL, 显然, 天线匹配器总输入阻抗为• Zi =2 Zi =2 ZC (6-8) •而天线匹配器总输出阻抗为• (6-9) •将(6-9)式代入(6-8)式则有• (6-10)•即天线匹配器的阻抗变比为•例如, 当传输线ZC =150 Ω时, 则传输线变压器的Ri=RL=150 Ω (bb’端或dd’端负载RL也选150 Ω, 则从aa’或cc’看入的阻抗均为150Ω) 而天线匹配器的总负载(从bd负载端看入)为RL/2=75Ω, 而总输入阻抗(从ac端看入)为2 ZC =300 Ω•又因为采用了高导磁率的铁氧体磁芯, 变压器绕组感抗很高, 因此可以看成绕组两端是开路的 这样可将输出端任意端接地, 对输入端工作影响很小, 因此同时又完成了由平衡到不平衡的转换作用 •6.2.3 高 频 放 大 器•高频放大器的主要任务是放大高频电视信号, 它的增益、 噪声系数等主要指标对整机性能有极其重要的影响。

对高放级的要求是:•(1) 因为整机的噪声系数主要由高放级决定, 因此要求高放级的噪声系数尽可能小, 一般应小于5 dB 故要求采用噪声系数小于3 dB的晶体管•(2) 有较高而稳定的功率增益, 且要求对不同频道的增益比较均匀高放级增益约20 dB以上, 频道之间的增益差应小于10 dB••(3) 具有良好的选择性和足够宽的通频带要求幅频特性-3 dB带宽大于8 MHz, -6 dB带宽小于18MHz•(4) 具有自动增益控制作用, 高放级的增益可控范围应大于20 dB • 一、 高频放大器基本原理电路•无论是机械调谐高频头还是电调谐高频头, 为取得较好的选择性及较高的增益, 高频放大器通常采用互感耦合双调谐回路, 因为双调谐电路具有较理想的双峰频应曲线 常用的高频放大电路如图6-10所示 图 6-10 高频放大器原理电路•图 (a) 为机械调谐器高频放大器, 采用切换电感L1及L2的方法进行频道选择V1为共发射极放大器, 基极受控于自动增益控制电路, AGC信号通过隔离电阻R1使基极直流电位变化来控制高放增益, 并提供给基极偏压 集电极电压EC通过R4、 L1供给, R4为直流通路隔离电阻, 因为通常电源输出端接有大容量滤波电容, 如将+ EC直接接在调谐电容C2上, 滤波电容将会使调谐电容C2短路, 影响放大器正常工作, R3用来决定AGC起控电压值, R2是直流负反馈, 用以稳定V1的工作点, C5为交流旁路电容。

C1C2 L1及C3 C4 L2组成双调谐回路, 为了达到最佳传输, 必须使双调谐回路与高放管V1和混频管V2实现阻抗匹配, 因此V1输出端与初级调谐回路L1C1C2的连接, 以及V2基极与次级调谐回路C3 C4 L2的连接都采用电容分压方式 •图中C6为中和电容, 用以保证高频放大器对各频道信号都能稳定地工作 由于高放管内部集电极与基极之间的电容Ccb的内反馈作用, 将使高放级工作不稳定, 甚至产生自激, 使高频增益减小或使高放级频率特性曲线产生畸变(不平滑, 部分异常突起) 为了克服Ccb的不良反馈效应, 在高放电路中加入电容C6, 人为地再给基极加一个反馈电压, 这个反馈电压和Ccb产生的反馈电压大小相等、 相位相反, 两者互相抵消, 从而克服了集电极输出通过Ccb对输入端的有害影响 因此把电容C6称为中和电容•由C6 、 Ccb 、C1和C2构成的中和电路称为电容桥式中和电路, 如图6-11所示 由电桥平衡原理, 当C1 / C2 = Ccb / C6时, 电桥平衡, U14=U24, 则U12=0, 即通过C6的附加反馈可以完全抵消内反馈电容Ccb 对输入的不良影响 C6值可由下式求得: 图 6-11 电容桥式中和电路•实际C6值应由实验最后确定。

•图6-10(b)为电子调谐式高频放大器简化电路 它是通过改变初次级调谐回路电容(即图中变容二极管VDT1和VDT2)进行频道选择 电子调谐原理已在本章6.2.1节中介绍过, 电子调谐高放级与机械调谐高放级的基本电路结构与原理、 要求都相类似图中V为高放管、C1L1及变容二极管VDT1初级调谐电路, C2L2及变容管VDT2为次级调谐电路, C3为中和电容, L3提供C3的反馈信号, 改变L3的绕向和耦合松紧来调节反馈中和电压的相位和幅度, 达到良好的中和效果 VD和R1R2为 VDT1 、 VDT2直流偏置电路 •二、 高频放大器电路分析•高频放大器基本上是一个狭带放大器(中心频率与通频带之比大于10), 因此它的负载都采用选择性好、 接近理想矩形曲线的双调谐电路 以图6-10(a)为例, 忽略偏置元件和中和元件, 即得到图6-12(a)交流等效电路 绘出晶体管Y参数高频等效电路如图6-12(b)所示图 6-12 高放级等效电路•图(b)中, 高放管用电流源 和输出导纳yoe1=goe1+jωCoe1 相并联代替, 混频管用输入导纳yie2=gie2+jωCie2等效, g01、 g02为并联谐振电路的谐振电导。

再将 和高放管输出电导、 混频管输入电导分别折算到双调谐回路初、 次级回路中, 则有图6-12(c)•图(c)中, CA=Coe1+C1、CB=C4+Cie2、 =n1 yfe1、 goe=n21goe1、gie2=n22gie2, 初级电容分压系数n1 =c2/(CA+C2), 次级电容分压系数n2=C3/(CB+C3) 最后进一步简化成图(d) 图(d)中, g1=goe1+go1、 g2=gie2+go2、 =CAC2/(CA+C2)、  =CBC3/(CB+C3) •1. 高放级双调谐回路的频率特性•由图6-12(d)可知, 高放级负载是一个典型的双调谐回路, 根据耦合回路理论分析, 为获得良好的谐振曲线, 一般都令初、 次级两个回路的谐振频率品质因数相同, 即••则在谐振点附近, 次级回路输出电压相对幅值随频率和耦合度的变化规律为(6-11)•则根据式(6-11)可得到不同η时的频率响应曲线, 如图6-13所示•图 6-13 高放级双调谐回路的频率响应 •由图可见, 当η＞1时曲线两峰是相对称的。

为了兼顾选择性和带宽两个方面, 高放级曲线要求呈双峰, 这时频带中间虽然下凹, 但因为输入回路为单峰特性, 二者互相弥补从而频率特性顶部仍比较平坦•双峰曲线下凹量••双峰间频带宽度  图 6-14 计算功率增益等效回路 •2. 高放级的功率增益•由图6-13可见, 耦合双回路当η=1和η＞1时, 它们谐振曲线的峰值是相同的, 都达到了输出的最大值Umax, 或者说, 在此峰值时满足了最大功率传输和阻抗匹配条件 因此, 双调谐回路高频放大器的最大功率增益就等于晶体管的最大功率增益•将图6-12(a)中高放管用高频Y参数等效电路等效, 并将次级负载反映到晶体管输出端为RL, 则有图6-14 设晶体管输出端与负载阻抗匹配, 即goe=gL, 则高放管最大输出功率为高放管输入功率为 因此, 晶体管最大功率增益为 APmax是高放管所给出的最大功率增益, 其值与外电路参数无关, 而由晶体管本身参数决定APmax也即为双调谐高频放大器的最大功率增益 因此, 尽量选择特征频率fT高、rbb小、 Cbc小的晶体管 • 6.2.4 本 机 振 荡 器• 一、 对本机振荡器的主要要求•本机振荡器是超外差式电视机高频头的重要组成电路之一, 它自激产生固定频率的等幅正弦振荡。

对本机振荡器有如下要求:•(1) 振荡频率稳定度高, 电压和温度漂移小本振频率应随频道变换而改变, 且始终比被接收电视频道高38 MHz (或37 MHz)的固定中频 本振频率不稳会造成图像中频和伴音中频偏移, 会出现图像清晰度下降 图像畸变、 伴音减小或消失及彩色丢失等不良现象 黑白机要求本振频率偏移小于±200 kHz, 彩色机则要求小于±100 kHz, 需另设自动频率微调(AFC)电路 •(2) 本振频率必须可以微调, 以使本振频率能准确地调谐, 获得最佳接收效果其频率微调范围一般为±1.5MHz~±5 MHz•(3) 因为本振电路是具有一定功率的高频信号发生器它可能通过天线向空间辐射, 向外辐射的本振功率会造成对邻近电视机的干扰, 因此要求本振辐射要小 一般本振信号幅度为100~200mV, 且需将整个高频头用金属外壳屏蔽•(4) 本振输出波形要良好, 谐波成分要小, 否则将会产生较多的组合频率干扰 • 二、 本机振荡基本电路及分析• 1. 机械调谐式本振电路分析•电视机本振电路广泛采用变形电容三点式振荡电路(科拉普电路)图6-15(a)是机械调谐器KP12—2的本振电路。

R2、R3、R4是偏置电阻, R1 C5为去耦电路, 略去R2、R3、R4, 并将C5短路, 则得到其交流等效电路, 如图(b)该电路为共集电极科拉普电路, C1C2C3C4与L1构成并联谐振回路,C1与L1并联后的阻抗可等效成电感 , 则有 (6-12) 设1＞(1-ω2 L1 C1)＞0, 则 ＞ L1 , 也就是说, 并联C1以后, L1可以减小 , 即可以适当减少本振电感的圈数 由于增设C2与L1串联, 故在同一振荡频率下C3、 C4可取大些, 因此对电压和温度敏感的晶体管极间电容对实际的C3 、C4值的影响就可以减小, 对本振频率的影响就可以减小 该电路振荡频率可写成 图 6-15 高频头本振电路之一式中, L1如(6-12)式所示如果满足•从而本振频率主要由L1和C2决定, C3和C4在电路中只起分压和反馈作用, 其值变化对振荡频率影响很小, 因而C2加入提高了本振频率的稳定度 图6-15(a)电路中, C2为15pF, 取值较大是为了适当增加反馈量的缘故, 虽然不能满足 的条件, 但由于C2的串入, C3 、 C4 对本振频率的影响仍然被削弱了。

•2. 电子调谐式本振电路的分析•图6-16是国内外电视机中常用电子调谐式本机振荡电路, 为共集电极科拉普电路•图6-16(a)中, V接成共集电极电路, R6、 VD1、 C8、 C9、 C10为频段选择电路, VD、 R5为变容管VDT1的直流偏置, 用来改变VDT1变容管的电容量, 从而进行频道选择 设选择VHF频段的Ⅱ波段, 则L2短路 R2、 R3、 R4为晶体管V直流偏置电阻, R1、C5、 C6为去耦电路, 略去R2、 R3 、 R4, 并将C5 、 C6短路, 则有图(b)等效电路 显然该等效电路与图6-15(b)完全一致, 其分析结论也完全适用该电路 图 6-16 电子调谐高频头本振电路(VHF频段)•6.2.5 混 频 器•混频器的作用是将从高放级送来的高频电视信号的载频与本振器送来的高频等幅信号差频出一个固定的中频载频 (38MHz), 然后送给中频放大器进行放大对混频器的要求如下:•(1) 混频功率增益要大一般混频器输出的中频功率与输入的高频信号功率之比应大于10~20dB•(2) 应具有良好的选择性和较小的噪声系数为了减少其它干扰信号进入中频放大器, 混频器必须具有良好的选择性, 为此, 输出端通常采用中频双调谐电路。

由于混频器处于信道前部, 故要求本身噪声系数小 •(3) 混频失真和干扰要小我们只要求混频后的载波频率由高频变为中频, 而代表图像和伴音信息的高频电视信号调幅波的振幅和瞬时频率的变化规律不变, 否则将会使图像和伴音产生失真 另外, 还要设法去掉混频过程中产生的其它干扰信号•(4) 应有较好的匹配特性, 以获得最佳功率传输因此混频器输入端与高放输出端连接采用电感抽头, 而混频器输出电路与中放输入端也常采用电容抽头等方式以实现阻抗匹配•在电视机中常见的混频电路是他激式的, 即用两个晶体管分别担负振荡与混频 根据高频电视信号与本振信号注入混频管方式的不同, 混频电路型式和特点也不同 •一、 混频原理•混频电路的核心是非线性器件, 通常用晶体二极管或三极管 图6-17(a)为二极管混频原理电路 二极管VD为混频器件, 其非线性特性曲线如图6-17(b)所示•图(a)中信号电压us=Uscosωst、本振电压uL=UL cosωLt 均为正弦波, L C为特定的∑档缏贰将图(b)二极管的非线性特性用幂级数表示, 当忽略三次以上各项时则有下式:• i=a0+a1 u+a2 u2 (6-14) 图 6-17 二极管混频原理示意图•式中, a0、 a1、 a2为各项系数, u为非线性器件两端电压, i为流过非线性器件的电流。

则二极管电流主要由水平直线(a0)、 斜直线(a1u)和平方曲线(a2u2)叠加而成 若不考虑输出电压的反作用, 将u=us+uL=Uscosωst+ULcosωLt•代入(6-14)式, 并经三角公式变换整理后则得到(6-15)•显然, 当两个不同频率的高频电压作用于非线性器件时, 电流中不仅包含基波(ωs、 ωL)成分, 同时由于平方项的存在, 还产生了许多新的频率成分(即直流、 二次谐波、 和频及差频等分量) 而其中频率较低的差频(ωL-ωs)就是我们所需要的中频分量ωI, 利用LC回路将其选出, 则混频后的中频电流iI为 • iI=a2 Us UL cos (ωL-ωs)t•设中频选频电路(LC)对中频ωI的谐振阻抗为R0, 则混频器输出的中频信号电压为•uI=iIR0=a2 R0 Us UL cos (ωL-ωs)t (6-16)•则有• UI=a2 R0 Us UL•可见, 混频器中频输出电压振幅UI与输入信号电压振幅Us成正比 这种线性关系说明混频器输出中频信号UI包络形状与输入信号us的包络形状是完全一致的, 而混频器仅仅是将us的高频载频频率fs变换成了中频载频频率fI(=fL-fs), 从上述分析可知, 混频器要完成频率变换的任务必须有三个组成部分: 本机振荡器, 用来产生本机振荡电压uL, 非线性器件, 用来产生差频fL-fs, 中频带通滤波器(LC中频选频电路), 从各种频率分量中取出中频信号。

图 6-18 混频器的频谱变换 •高频电视信号的混频过程可用图6-18频谱图表示 fL为本振频率、 fP为图像高频载频, fs为伴音高频载频、 fPI为图像中频、 fsI为伴音中频 由图可见, 混频后得到的差频信号的频谱和原高频电视信号的频谱基本一致, 只是把频谱从频率轴的高频段移到了中频段, 并且由原来的伴音高频载频fs比图像高频载频fP高6.5MHz变成伴音中频载频fsI比图像中频载频fsI低6.5 MHz •二、 混频器电路分析•不论是彩色机还是黑白机、 机械调谐还是电子调谐的高频头, 对混频器的要求没有什么不同 常用晶体管混频电路如图6-19及6-20所示• 1. 混频器原理电路•图6-19(a)为共发射极混频电路, 高频电视信号由高放级通过双调谐电路耦合到混频管V1的基极, 本振信号(约200mV)通过电容C5也同时加到V1基极R1、R2、 R3是偏置电路, C6为旁路电容为取得良好选择性, 混频器输出回路采用双调谐电路•为了使用方便, 高频头与图像中放在结构位置上有一定距离, 因而混频器输出与中放输入之间都采用同轴电缆连接, 电缆特性阻抗为75Ω, 它具有较大的分布电容, 大约每15cm长的电缆线具有15 pF的分布电容CM。

通常, 混频器双调谐回路的初级在混频器的输出端, 如图中L1C1C2, 双调谐回路的次级则放在中放级的输入端, 如L1C1C4及电缆分布电容CM 双调谐回路之间是崐通过C2及CM进行耦合, 称为内电容耦合双调谐回路图 6-19 内电容耦合双调谐混频器原理电路 •将混频管输出用电流源及Roe、Coe等效, 中放管用输入电阻Rie和电容Cie等效, 则混频输出等效电路如图6-19(b)图中忽略了C3阻抗认为短路, CM与C2合成为双调谐回路的内耦合电容C2, L1为可调谐初级电感, 安放在高频头中, L2为可调谐次级电感, 装在中放板上•图6-20是互感耦合双调谐混频电路, 它仍采用共发射极电路R1、R2、R3为偏置电阻, C5为旁路电容, R4、C6、C7是退耦电路, L1、C1与L2、C2、C3等为调谐在中频频率的互感耦合双调谐回路, R5用来降低初级回路QL值, 使与次级QL相等, 以获得理想带宽调节B1的磁芯可实现两回路调谐因为同轴电缆特性为75 Ω, 所以输出采用了电容分压形式 图 6-20 互感耦合双调谐混频电路•2. 混频增益及输入输出信号频谱•混频功率增益是一项重要指标, 可写成•式中, Po为输出中频信号功率, Ps为输入高频信号功率。

为了获得最大输出功率, 必须使混频器的负氐绲糶L与输出电导goc相等在实际中, 往往依靠适当选择输出回路的圈数比、分压比来达到此阻抗匹配关系在阻抗匹配的情况下:• Ps=u2sgic •式中, gic为变频器的输入电导, goc为变频器的输出电导, gc为晶体三极管的混频跨导, 它表示混频器输入的高频信号电压us(注: 这里所谓的us应包括高频电视信号us和本振电压uL)对混频器输出的中频电流(gcuc)的控制能力则最大变频功率增益为•可见, 要提高混频增益, 就需要提高混频跨导gc、 降低输入电导gic和输出电导goc实践证明, 混频增益和混频管发射极电流及本振功率有关, 通常混频管工作电流取1~2 mA, 本振注入电压取100~300 mV •如前所述, 混频器输入的高频电视信号由高频图像信号uP(调幅波)和高频伴音信号us(调频波)叠加而成, 它们的载频分别为fP和fs两个信号总的频带宽度为8 MHz其波形如图6-21中uP 、fP和us、 fs所示 另一输入是来自本机振荡器的高频等幅信号, 其波形如图中uL、 fL。

混频后的uP调幅波的包络变化规律不变, us调频波的频率变化规律不变 但载频频率都由高频变为中频:•图像中频 fPI=fL-fP=38 MHz•伴音中频 fsI=fL-fs=31.5 MHz 图 6-21 混频器输入输出信号波形 •混频前后的频谱变化如图6-22所示 显然高频电视信号与中频电视信号的频带宽相同, 但其频谱分布不同 图 6-22 混频前后的信号频谱图6.3 TDQ—3型调谐器电路分析 •6.3.1 概 述•TDQ—3型高频调谐器是全频道调谐器, 既能接收甚高频(VHF)信号, 又能接收特高频(UHF)信号, 把甚高频头和特高频头合为一体, 其组成框图如图6-23所示•当接收VHF频段信号时, 电子开关S断开, UHF部分不工作此时1~12频道信号经带通滤波器送至高放, 然后与本振信号混频, 最后输出载频为38MHz (或37 MHz)的残留边带中频调幅信号, 以及载频为31.5MHz (或30.5MHz)的伴音中频调频信号, 完成了VHF调谐任务•当接收UHF频段信号时, UHF部分接通电源, 电子开关S也接通此时, VHF高放与本振停止工作VHF的混频器仍工作, 但被作为UHF的中频放大电路。

从而UHF变频器把13~57频道的电视信号变成了中频, 送往中放电路去放大 图 6-23 TDQ—3型全频道调谐器组成框图• 一、 电路特点•(1) UHF和VHF共用同一天线端, 即输入端共用 为了相互隔离, 分别接有各自所需的滤波器UHF输入端串接高通滤波器, 用来抑制VHF信号和中频干扰VHF输入端串接一个由高通滤波器和低通滤波器组合成的复合带通滤波器, 只许Ⅰ、 Ⅲ波段的信号通过, 而抑制其它干扰、 衰减天线输入端的本振泄漏电压•(2) 选用了低噪声、交扰调制小、AGC控制范围大的MOS型双栅场效应管做高放, 并将双栅场效应管接成共源共栅级联放大器, 不但有较高的增益, 而且工作稳定、不易自激•(3) 采用三极管混频, 不仅获得一定的混频增益, 而且所需本振注入电压远比二极管混频器小, 有利于减少本振幅射为获得较高的混频增益并具有良好的隔离作用, VHF波段采用共射—共基级联混频电路•(4) 调谐器的中频(IF)输出电路采用电感分压式, 电容耦合输出, 它与机芯中放输入端并接电感L102 (见附图(二))及电缆的分布电容等组成电容耦合双回路, 可以实现宽频带、 低阻抗(75 Ω)匹配。

•二、 调谐器供电电压•受选台板上波段开关控制的供电电压有:•BV是当VHF工作时,高放及本振的供电电压,数值为12 BS是当VHF工作时,电子开关控制电压,在Ⅰ波段时为32V, 在Ⅲ波段时为0V•BU是UHF工作时的电源电压, 数值为12 V•高频头工作时绐终投入的电源有:•BM是VHF混频器和电子开关的供电电压, 数值为12 V •BT是电子调谐电压, 由选台板的电位器控制, 可调范围为0.5~30 V (或0~32 V)• AGC是自动增益控制电压, 在8~0.5V之间变化 此电压越小, 高放工作点电流越小于是放大量越小, AGC作用增强• AFC是自动频率微调电压, 在6.5±4V范围内变化, 用以微调调谐器本机振荡的频率• 6.3.2 VHF电路分析•TDQ—3型全频道电子调谐器原理电路如图6-24所示, 该调谐中频频率为37 MHz• 一、 输入电路•L1、 C1、 L3构成截止频率为300 MHz的K式低通滤波器, 它与截止频率为40 MHz的高通滤波器HPF3822组合成复合带通滤波器, C3、 L4为图像中频谐振, 抑制来自天线的图像中频干扰, 它们总的幅频响应特性如图6-25所示。

图 6-24 TDQ—3型全频道电子调谐器电路图 6-25 VHF输入端复合滤波特性•选频电路采用电感抽头、电容分压式, 以保证与低阻天线、高输入电阻的高放匹配由于输入电路是有耗无源网络, 不可能达到输入、 输出均匹配的最大功率传输状态, 因此, 这里是指调节电感抽头位置, 使输入端匹配, 也即可使电压传输系数达最大, 这时的电感接入系数称为最佳接入系数nopt选频电崐路的负载为MOS管高放, 其输入电阻较高, 故保持电压传输系数最大是有意义的 •选频电路的交流等效电路如图6-26, 图(a)为Ⅰ波段时的等效电路此时, 因BS=32 V、BM=12 V, 所以电子开关VDS1、VDS2处于截止状态•若忽略互感作用, 电路的电感分压比(接入系数为)图 6-26 VHF选频电路交流等效电路•图(b)为Ⅲ波段等效电路此时因BS=0 V、BM=12V, 故VDS1、 VDS2均导通, VDS2将L7短路, 以降低电感值, 提高回路谐振频率, VDS1将L6并联在L5两端, 以使电感分压比(接入系数)保持最佳数值 此时接入系数为• 如果改变L6, 即可改变抽头接入系数, 使其达最佳状态。

如减小L6支路电容C6, 使其对交流呈现一定阻抗值, 则L6与C6串联后与L5相并联, 也可改变抽头接入系数, 同样可获最佳状态•从选择性角度考虑, 希望回路有效Q值高些, 增强对副波道干扰的抑制能力, 从而希望n值小, 否则将会加大天线电阻对选频回路有效Q值的影响, 降低Q值 但另一方面, n值增大, 亦会降低回路噪声系数权衡利弊, 仍以匹配需要作为确定n值的条件 •二、 高频放大器•TDQ—3型高频头中采用双栅N沟道MOS场效应管, 接成共源共栅级联放大器, 双栅场效应管电路如图6-27所示 双栅场效应管与普通三极管比较, 具有下面三个突出优点:•(1) 场效应管线性范围宽、AGC控制灵敏, 控制范围大•(2) 两个栅极均能控制沟道电流, 使用方便 高频电视信号从g1栅极输入, 控制输出, AGC电压从g2栅极输入, 控制场效应管内导电沟道的大小, 从而实现对增益的控制 图 6-27 双栅场效应管电路•(3) 噪声小 这是因为绝缘栅场效应管是由电荷感应工作的, 载流子杂乱运动产生的散弹噪声是很小的 其次, 由于场效应管是电压控制元件, 不存在因载流子随机复合引起的电流分配噪声。

场效应管的主要噪声是沟道内的电子不规则热运动所引起的热噪声, 场效应管放大器的噪声系数通常可低到0.5dB, 并且交扰调制小•图6-27中, 靠近源极的g1极称为信号栅, 通常加交流信号, 它对源极(S)的偏压ug1s可在±1 V之间变化, 但小信号放大时, 常加负偏压(如-0.5V) 靠近漏极的称为第二栅极, 一般应为交流地电位, 其相对源极的直流偏压uG2s常小于4 V•ug2s值愈小, 甚至变负, 场效应管漏极电流愈小, 放大器增益就越小, 所以该高频放大器采用反向AGC控制 图中, R7、R8、R9、R10为直流偏压电路, C14为源极交流旁路电容, R11为漏极负载, L9为扼流圈, 抑制漏极高频信号C11、C15为高放级级间耦合电容, R6、R5、 C12为AGC输入电路 •高放级输出电路是由L10、L11、L12、L13、L14构成的电感耦合双调谐回路(参见图6-24)变容管VDT2、VDT3为回路调谐电容, 同受调谐电压BT控制VDS3、VDS4为双回路电子开关, 当Ⅲ波段工作时, BS=0(BM=12V), VDS3、VDS4导通, L12、L13及L14短路, 只有L10、L11参与工作, 则提高了双调回路的谐振频率。

高放输出信号是经耦合电容C25、C26送至混频器基极的• 三、 混频器•VHF波段的混频器, 始终在全频道接收中处于工作状态, VHF波段工作时是混频器, 而UHF波段工作时作为中放混频管V2、V3构成共发共基级联混频器以提高混频增益和混频器高频工作稳定性BM=12 V, 崐为混频器供电电源• 混频器输出回路是电感分压式、电容耦合双调谐回路 初级调谐回路L15、L16、C30等安装在高频头中, 而次级回路则安装在主机板中放的输入端, 由电感L102、电缆分布电容、中放输出电容等组成, 如图6-28所示 图 6-28 VHF混频负载电路•如果忽略互感等的影响, 其输出回路电感接入系数(即电感分压比): •其交流等效电路中 改变L15相当于改变n值, 可改变回路间的耦合, 也可改变回路谐振频率和有效Q值(即改变初、次级间的影响程度), 以便调整回路的幅频特性•四、 本机振荡器•TDQ—3型高频调谐器本机振荡电路是集电极接地电容反馈三点式振荡器, 由V4等元件组成 电路分析如6.2.3节Ⅰ波段工作时, 电子开关VDS5不通, 振荡回路电感由L19和L20构成 Ⅲ波段时, BS=0 V, 电子开关VDS5导通, L20被短路, 仅L19仍接在谐振电路中, 从而振荡频率提高。

变容管VDF1受AFC电压控制, 在Ⅰ波段工作时AFC起作用, 当工作在Ⅲ波段时, 它对振荡频率控制较弱 变容管VDT4受调谐电压BT控制, 是振荡回路的可变电容, 它与输入回路、 高放回路进行统调 •6.3.3 UHF电 路 分 析•一、 UHF电路的特点• 1. 传输导线的高频特性•当频率比较低(比如中短波段)时, 电路参数集中在一定的电路元件中, 即认为磁场集中于线圈、电场集中于电容、 损耗集中于电阻, 称此为集中参数电路实际上, 由于连接电路元器件的导线中有电流流过会发热, 消耗了有功功率, 因此导线具有一定的电阻 导线之间绝缘不理想, 存在漏电流, 说明导线之间处处有一定电导 当导线中流过电流时, 导线周围会产生磁场, 证明它有一定电感 导线与导线间有一定电位差, 因而导线之间存在电场, 说明导线之间有一定电容 这些分布在电路中布线或结构中的电阻、电导、电感、电容, 被称为“分布参数”•VHF频段的频率为48.5~223 MHz, 这时电路参数的集中性已经不如中短波段明显了比如VH高频头中的电感线圈, 当第一频道时为几十匝, 频道越高, 匝数越少, 由几十匝、几匝变为1匝, 甚至半匝。

也就是说电感线圈已接近于电路元器件的联接导线电容也由几十pF变到几pF, 接近于空间的分布电容了, 因此分布参数的影响就不能忽略UHF频段的频率为470~958 MHz, 为特高频段, 这时不但电路的分布参数的影响不能忽略, 而且必须依靠分布参数工作它与VHF的主要区别是调谐回路均采用分布参数回路 •在高频头UHF波段中, 通常是高频头信号的传输导线终端短路(简称短路线)或终端开路(开路线)的情况 (即 ZL≠ZC的极端情况: ZL =0或ZL =∞) 由高频传输线理论分析可知:•(1) 当短路线或开路线的长度为λ/4的整数倍时, 传输线的输入阻抗等于0或∞ 传输线相当于串联LC谐振回路或并联LC谐振回路, 称为传输线谐振器 这种分布参数谐振回路具有很高的Q值, 是普通集中参数LC谐振回路无法做到的 但传输线谐振回路不实用, 因为要改变频道时必须改变传输线长度, 使它连续地调谐于不同波长, 这种调谐方法很困难 •(2) 当短路线的长度l＜λ/4(称为缩短λ/4短路线)、 开路线长度为λ/4＜l＜λ/2(称为缩短λ/2开路线)时, 它们的输入阻抗均呈电感性 只要配上适量的可变电容, 就构成了现在实际应用的UHF调谐电路。

• 2. 同轴线谐振腔及集中参数等效电路•同轴线谐振腔就是利用传输导线输入阻抗的电感特性设计的 谐振回路的能量崐封存在同轴腔内外导体之间的空腔内采用具有一定厚度的多室的金属壳体, 高频放大器或本机振荡器等均各置一室, 它既可起屏蔽作用, 又可作为谐振腔的外导体, 通常外导体为地电位 谐振腔的内导体长度将根据需要确定 •图6-29为缩短λ/4终端短路同轴线谐振腔的剖面图及其等效电路, 内导体是缩短λ/4短路线因为同轴线谐振腔与传输线谐振器从输入阻抗角度看是等效的, 则根据(6-7)式, 如果终端短路的长度l＜λ/4, 则从aa向左看入的输入阻抗为•其特性阻抗为图 6-29 缩短λ/4短路同轴线谐振腔结构示意图•其中, W1、 W2外导体内壁尺寸, d为内导体直径 因(6-17)式输入阻抗呈感性, 用电感L0等效, 它与端接电容C组成一个并联谐振电路当谐振频率一定时, 如果外接电容C越大, 谐振回路所需电感越小, 即谐振器的长度可越短, 可使lλ/4, 因此电容C称为缩短电容 当谐振腔的尺寸和长度确定后, 改变电容量(用变容管代替可变电容C), 就可改变谐振回路的谐振频率 图6-29同轴线谐振腔一般用于输入调谐回路和高放调谐回路中。

• 3. 开路线谐振腔及集中参数等效电路•图6-30为缩短λ/2开路线谐振腔的剖面图与集中参数等效电路图由于终端负载开路(R=∞), 根据式(6-7)可知, 从aa端看入的输入阻抗为 当不加接C’’时, 且满足λ/4＜l＜λ/2, 则ctg 2πl/λ为负值, 所以Zi呈感性, 可用电感等效, 它与电容C构成等效并联谐振回路C仍为缩短电容, 也是回路的调谐电容 图 6-30 开路线谐振腔结构示意图 •由于开路线在0~λ/4之间是呈电容性的, 所以在开路线的另一端再加接电容C来代替这一段开路线, 于是开路线谐振器的内导体长度又被缩短, 如图6-30所示, l＜λ/4•4. 谐振腔的耦合方式及集中•参数等效电路•图6-31(a)是电感耦合, 图(b)中内导体左边为电容耦合, 右边为互感耦合, 图(c)是双调谐回路, 把两个谐振回路分别置于两个腔体内, 两根内导体之间是采用耦合环形成互感耦合, 输入端为电容耦合, 在输出端为互感耦合图中的R0为谐振回路等效损耗, 一般R0较大, Q值高, 损耗小• 图 6-31 各种耦合方式等效电路•二、 UHF电路分析• 1. UHF的集中参数等效电路•TDQ—3型高频调谐器UHF电路的集中参数等效电路, 可根据上述等效原则画出。

为此, 首先根据图6-24电路, 分析UHF高频头电路的组成和各部分的作用•图6-24中, 粗实线代表壳体或外导体, 需要接地 画剖面线的l2、 l4、 l7、 l10代表各谐振腔的内导体 据此, UHF高频头共分四室, 从左至右顺序排列•第一室安置高频放大管及输入电路 l2为输入电路谐振腔内导体, 是缩短λ/4短路线谐振腔, 即如图6-29所示VDT5是输入回路调谐电容, l1与l2构成互感耦合电路•高放级仍然采用双栅N沟道MOS场效应管, 其负载为互感耦合双回路, 由两个缩短λ/4短路线谐振腔构成 l4为初级谐振腔内导体, 安放第二室内•为次级谐振腔内导体, 与混频管V6共同放在第三室内, l5、 l6为双回路耦合电感(耦合环), VDT6、 VDT7分别为初、次级回路调谐电容, 其双回路的耦合形式与图6-31(c)类同 第四室放置的是振荡管V7及谐振回路, 其谐振回路是缩短λ/2的开路线谐振腔 l10为谐振腔内导体, VDT8是回路调谐电容, 也起缩短作用, C72串VDF2作为开路线缩短电容l9与l10为互感耦合, 它将部分振荡能量耦合至混频器 •图中l3、 l8、l11均为各腔体内的短路线, 如果改变它们的长度, 可以微调腔体谐振频率, 这相当于微调其谐振腔的等效电感值。

•再根据各谐振腔、短路线的集中参数等效电路, 绘出如图6-32所示的等效电路图 图 6-32 TDQ—3型调谐器UHF等效电路 • 2. 简要分析UHF集中参数等效电路•图6-32是TDQ—3型调谐器UHF等效电路, 与VHF结构框图相同, 由输入、高放、本振和混频四部分电路组成, 直接将13~57频道的电视信号转变成为电视机中频信号•调谐电容VDT5、VDT6、 VDT7和VDT8由调谐电压BT统一调整, CT2、CT3是微调电容, 用来补偿统调误差 l3、 l8和l11是各腔体中的短路调谐线, 用来微调谐振腔的等效电感量L4、 L7、 L10 整个UHF波段(实际是13~57频道)只用一个变容管即可覆盖, 因为此时变容管(2CB14)容量变比大于UHF波段频率变比的平方, 即 • •高放管仍采用双栅场效应管(V5), 接成共源共栅放大器 其输出电路为互感耦合双调谐回路, 并经互感耦合至下级混频器发射极 高放第二栅极加AGC电压C57、C56等为第二栅极的交流接地电容•混频器V6接成共基极电路，本振信号与UHF高频电视信号均由发射极注入其输出回路是电感耦合双回路, L26为耦合电感, 回路通带应足够宽, 以保证图像、伴音中频信号不失真地通过。

•混频下级是由VHF部分的V2、V3管组成中放, VDS6是电子开关 当UHF波段工作时, BU=12 V, VDS6导通, 于是混频器的输出信号才能通过VDS6电子开关送至V2的基极当VHF波段工作时, BU=0 V, VDS6电子开关不通, 它将V6与V2隔断•本机振荡电路(V7)是集电极交流接地、 电容反馈三点式振荡器 集射间反馈电容C75、 C76串联, 基射间反馈是C74 谐振回路采用缩短λ/2开路同轴线谐振腔作等效电感, 变容管VDT8、VDF2及电容C70、 C71、C72均为谐振回路电容 变容管VDT8为可变电容, 用以调整本振频率, VDF2变容管受AFC误差电压控制, 起AFC作用 6.4 频道预置器 •6.4.1 频道预置器功用与组成•电子调谐器是依靠改变加在变容管上的调谐电压进行频道选择的因此, 为了使用方便, 不论工作在VHF、UHF的哪个波段(即Ⅰ、Ⅲ、Ⅴ波段), 都必须事先将对应每一频道的调谐电压(0~30 V)用一个相应的电位器调整定好, 需要收看几个频道, 就要用几个电位器供给变容管相应的调谐电压, 并分别用相应的频道选择开关控制各频道工作 完成这一功能的就叫频道预置器, 其原理示意图如图6-33所示。

图 6-33 频道预置器原理图 •由图可知, 它包括接触式频道选择感应开关、 锁定电路及预置电路等三个部分组成 接触式感应开关是一个金属片传感器, 用人体电阻或静电感应电压控制频道预置器工作 锁定电路是根据人体信号对已设置的多个频道预置电路(通常采用8个预置频道)进行频道选择, 并当人手指离开触摸开关后, 电路状态能自保持, 直到有更改频道的新的触摸指令时为止 预置电路给高频调谐器的变容二极管提供偏压(通常为0~30 V), 以改变谐振回路电容, 实现某频道的预置 •6.4.2 接触式感应开关频道预置器•下面简要讨论分立元件与集成电路频道预置器的实际电路• 一、 分立元件接触式感应开关频道预置器•图6-34绘出两路频道预置电路(实际大多为8路), 其工作原理简述如下 图 6-34 两路频道预置电路 •当手指接触触摸键1时, V1的基极通过R1、手指、R2接地, 因此V1导通、V2导通, B点电位下降, 使V3片于饱和导通状态, 这时A点电位接近于电源电压W1是变容管偏置电位器, 是频道预置电路, 将偏置电压经VD3送给高频头中的变容二极管, 实现频道选择•当手指离开后, V1恢复截止。

但由于正反馈电阻R7已将A点高电位反馈至V2基极, 从而维持V2 、V3 处于饱和导通状态不变, 实现电路自锁 同时, 由于第一路导通, 在公共发射极电阻R6上产生直流压降, 使其余各路V2发射极接有高电位而截止•当手指接触触摸键Ⅱ时, 在刚一接触的瞬间, 第一路仍处于工作状态, 第二路已开始导通, 这时将会有两倍的电流流经R6, 则第一路V2因发射极电压增高而截止, 只有被触摸那一路导通, 实现频道选择•图中VD3为隔离二极管, 以减少各调谐回路之间的相互影响, VD4为VD3的温度补偿二极管 图中, 频道选择指示灯是受开关(V4)控制的 当Ⅰ通路工作时, A点高电平, V4导通, 频道工作指示灯亮, 否则灯灭 •二、 集成触摸式感应开关频道预置器•图6-35是SAS570集成块的内部结构方框图及外围电路 该集成块内部只有4组转换开关电路, 与外部电路构成4个频道预置器, •使用两块SAS570组件就可以构成8组预选频道图中每一组转换开关电路都由触发器“FF”和直流开关 “” 组成 触发器用来控制两个直流开关电路的通断 当手指接触触摸键A时, 第一组FF翻转, 则第9脚送出11V点燃指示灯L1, 第6脚送出30V给变容管的偏压电路W1, 经隔离二极管送至高频调谐器的变容管, 实现频道预置。

•当手指接触触摸开关B时, 第二组开关电路导通, 第一组开关电路截止, 则指示灯L2亮, 第5脚送出30 V直流电压给W2集成块内部电路和原理与图6-34相似, 不予详述图 6-35 SAS570集成频道预置器内外电路 •6.4.3 海燕CS37—2型彩色电视机选台电路•该选台电路采用轻触式开关, 选台电路图不另行画出, 请参看附图(三)•选台板上有Ⅰ、 Ⅲ、 U是三个波段选择开关, 图中所示是Ⅲ波段接通的情况Ⅲ波段含6~12频道CH1~CH8是8个轻触开关, 作为频道预选按键, 通过它们来选择所需的频道预置电位器图中表示CH1开关按下的情况, 这时是选用电位器W1, 调节W1便可在6~12频道中任选好一个电视台(频道) 同时, 当按下CH2时, CH1自动断开, 便可调节W2电位器, 使它对准另一个电视台 (当然也可选同一电视台) 若收看1~5频道, 则波段开关置Ⅰ, 若收看13~57频道时, 则波段开关置U, 然后用同样方法即可预置所要收看的频道了 •调谐器板上的调谐激励电路的作用是提供电子调谐器所需的各种电压, 需将插线板ET01与调谐器接通后, 再由选台板上的选台电路各开关来控制。

AFC电压受SW51开关的控制BT电压数值大小是分别受8个电位器控制的, 但BT电压是否送往调谐器, 则受频道选择轻触开关CH控制调谐器所需BV、BS、BU三种电压是受选台板波段开关控制, 此时CH开关只需接通任何一个均可Q01管是导通还是截止, 控制着调谐器BU电压的有无Q02管导通还是截止, 控制着电压的有无Q03、Q04截止还是导通, 控制着BS电压的有无选台电路各管工作状态与输出电压, 在表6-1中列出 表 6-1 选台电路各管工作状态与输出电压 复习思考题 •6.1 绘出高频调谐器原理框图, 并且, (1) 说明各部分作用 (2) 解释统调与跟踪• 6.2 为什么需要本机振荡如果本振频率在±0.5MHz、 ±5 MHz范围内微调时, 画出混频后频率曲线移动情况, 并说明对收看有什么影响？•6.3 放 大 器 各 级 噪 声 系 数 NF1=6、NF2=12、NF3=8, 功率增益AP1=20、 AP2=10, 问总的噪声系数是多少 相当于多少分贝 (用10 lgNF式计算分贝) •6.4 室外天线与高频调谐器输入回路间为什么采用阻抗变换器？•6.5 输入回路主要包括哪几部分 对选频电路、 中频抑制电路特性有什么要求？•6.6 图6-4电路中, 已知C1=C2=50pF、Rs=75Ω、Ci=0、Ri=300Ω, 如果忽略选频回路本身损耗, 为使信号源内阻与晶体管输入电阻匹配, L1/L2应为多少？ (答案: L1/L2=3)•6.7 上题中, 如果f0=200 MHz, 同样在不计线圈损耗电阻情况下, 回路通频带为多少？•6.8 说明高频放大器中和电路的作用和原理。

在图6-7(a)中, C1=5.1pF、C2=39pF、 晶体管CCb=3pF, 中和电容应选多大 如果考虑高放管输出电容Coe=2 pF时, 中和电容又应选多大•6.9 电视机天线所收到的高频图像信号和高频伴音信号波形是什么 (作图说明, 并以2、8频道为例标出中心频率)•6.10 电容三点式改进原因、 如何改进 有什么特点•6.11 绘图说明高频头输出有什么信号• 6.12 画出高频头输出与输入电压的频谱 (以2频道为例)？•6.13 试叙电子调谐原理为什么VHF调谐器分波段 而UHF调谐器则不必？•6.14 UHF调谐器有什么特点 与VHF调谐器有何不同？•6.15 怎样读UHF调谐器的电路图 怎样将UHF调谐器电路等效成集中参数电路？•6.16 在图6-7(a)高放电路中, 双回路η＞1, 且Q01=Q02=Q0、 QL1=QL2=QL, 中心频率f0=200MHz、 通带B=8 MHz, 回路无载Q0=100, 高频管参数: gie=75 mS、 goe=0.54MS、 yfe=51 mS, 试计算: (1) 回路插入损耗 (2) 放大器最大功率增益。