精华RCD吸收计算.doc

RCD吸取运算一种有效的反激钳位电路设计方法0 引言 单端反激式开关电源具有结构简洁、输入输出电气隔离、电压升／降范畴宽、易于多路输出、牢靠性高、造价低等优点，广泛应用于小功率场合；然而，由于漏感影响，反激变换器功率开关管关断时将引起电压尖峰，必需用钳位电路加以抑制；由于RCD钳位电路比有源钳位电路更简洁且易实现，因而在小功率变换场合RCD钳位更有有用价值； 1 漏感抑制 变压器的漏感是不行排除的，但可以通过合理的电路设计和绕制使之减小；设计和绕制是否合理，对漏感的影响是很明显的；采纳合理的方法，可将漏感掌握在初级电感的2％左右； 设计时应综合变压器磁芯的挑选和初级匝数的确定，尽量使初级绕组可紧密绕满磁芯骨架一层或多层；绕制时绕线要尽量分布得紧凑、匀称，这样线圈和磁路空间上更接近垂直关系，耦合成效更好；初级和次级绕线也要尽量靠得紧密；2 RCD钳位电路参数设计2.1 变压器等效模型 图1为实际变压器的等效电路，励磁电感同抱负变压器并联，漏感同励磁电感串联；励磁电感能量可通过抱负变压器耦合到副边，而漏感由于不耦合，能量不能传递到副边，假如不实行措施，漏感将通过寄生电容释放能量，引起电路电压过冲和振荡，影响电路工作性能，仍会引起精品.EMI问题，严峻时会烧毁器件，为抑制其影响，可在变压器初级并联无源RCD钳位电路，其拓扑如图2所示；2.2 钳位电路工作原理 引入RCD钳位电路，目的是消耗漏感能量，但不能消耗主励磁电感能量，否就会降低电路效率；要做到这点必需对RC参数进行优化设计，下面分析其工作原理：精品. 当S1关断时，漏感Lk释能，D导通，C上电压瞬时充上去，然后D截止，C通过R放电；精品.试验说明R或C值越小就会这样，R太小，放电就快，C太小很快布满，小到肯定程度就会这样回到零；试验说明，C越大，这儿就越平滑均是将反射电压吸取了部分就是反射电压精品. 1〕如C值较大，C上电压缓慢上升，副边反激过冲小，变压器能量不能快速传递到副边，见图3〔a〕；2〕如C值特殊大，电压峰值小于副边反射电压，就钳位电容上电压将始终保持在副边反射电压邻近，即钳位电阻变为死负载，始终在消耗磁芯能量，见图3〔b〕； 3〕如RC值太小，C上电压很快会降到副边反射电压，故在St开通前，钳位电阻只将成为反激变换器的死负载，消耗变压器的能量，降低效率，见图3〔c〕： 4〕假如RC值取得比较合适，使到S1开通时，C上电压放到接近副边反射电压，到下次导通时，C上能量恰好可以释放完，见图3〔d〕，这种情形钳位成效较好，但电容峰值电压大，器件应力高； 第2〕和第3〕种方式是不答应的，而第1〕种方式电压变化缓慢，能量不能被快速传递，第4〕种方式电压峰值大，器件应力大；可折衷处理，在第4〕种方式基础上增大电容，降低电压峰值，同时调剂R，，使到S1开通时，C上电压放到接近副边反射电压，之后RC连续放电至S1下次开通，如图3〔e〕所示；本人认为此分析清晰地说明RC放电时间常数要大于开关周期，至少要大于截止时间，也就是RC振荡频率小于开关频率；2.3 参数设计 S1关断时，Lk释能给C充电，R阻值较大，可近似认为Lk与C发生串联谐振，谐振周期为TLC=2π，经过1／4谐振周期，电感电流反向，D截止，这段时间很短；由于D存在反向复原，电路仍会有一个衰减振荡过程，而且是低损的，时间极为短暂，因此叮以忽视其影响；总之，C充电时间是很短的，相对于整个开关周期，可以不考虑；本人认为这讲的极有道理，开关管截止时间里充电过后就要放电，所以在实际试验中假如R太小仍没到开关管导通C精品.的电已放完了，故显现了一个平台，这时会消耗反射电压的能量，所以R的取值肯定要使C的放电电压在开关管导通时不小于反射电压；在进入到导通时间后C的电压为负值，千万不要认为是某个电压对C反向充电，本人认为是开关管导通后出现的低电位； 对于抱负的钳位电路工作方式，见图3〔e〕；S1关断时，漏感释能，电容快速充电至峰值Vcmax，之后RC放电；由于充电过程特别短，可假设RC放电过程连续整个开关周期； RC值的确定需按最小输入电压（但有的书上说是按最大值，实际测试说明好像应是最大值），最大负载，即最大占空比条件工作选取，否就，随着D的增大，副边导通时间也会增加，钳位电容电压波形会显现平台，钳位电路将消耗主励磁电感能量； 对图3〔c〕工作方式，峰值电压太大，现考虑降低Vcmax；Vcmax只有最小值限制，必需大于副边反射电压 可做线性化处理来设定Vcmax，如图4所示，由几何关系得 精品. 为保证S1开通时，C上电压刚好放到需满意 将〔1〕式代入〔2〕式可得 对整个周期RC放电过程分析，有 依据能量关系有 式中：Ipk／Lk释能给C的电流峰值将式〔1〕和式〔4〕代人式〔5〕，得同理这公式有错误应是除以LnDon. 结合式〔3〕，得应是 电阻功率选取依据 式中：fs为变换器的工作频率；精品.3 试验分析 输入直流电压．30〔12％〕v，输出12V／lA，最大占空比Dmax=0.45，采纳UC3842掌握，工作于DCM方式，变压器选用CER28A型磁芯，原边匝数为24匝，副边取13匝；有关试验波形如图5~图8所示；精品. 图7显示在副边反射电压点没有显现平台，说明结果与理论分析吻合；精品.4 结语 依据文中介绍的方法设计的钳位电路，可以较好地吸取漏感能量，同时不消耗主励磁电感能量；经折衷优化处理，既抑制了电容电压峰值，减轻了功率器件的开关应力，又保证了足够电压脉动量，磁芯能量可以快速、高效地传递，为反激变换器的设计供应了很好的依据；网上相关人员争论：1．关于吸取电路的问题，很有分析的必要，我也曾对此认真分析过；我再分析一下，你可以依据这个思路自己进行运算； 开关管漏极上的电压由三部分组成：电源电压，反击感应电压〔等于输出电压除以杂比〕，漏感冲击电压； 吸取电路，肯定要让他只吸取漏感冲击电压，而不要对另外电压起作用，那样不仅会增大吸取电阻的负担，仍会降低开关电源的效率； 第一运算吸取电阻的功耗，假如能做到只对漏感能量吸取，那么他的功率容量应当是漏感功率的1.5-2倍； 漏感的量能为0.5*Ls*Ip*Ip*f，f=工作频率，Ls=漏感，Ip关断时的开关管峰值电流，这样算出来的结果是很精确的； 由于吸取电容的另一端是接在正电源上的，所以它的电压只有两部分：反击感应电压〔等于输出电压除以杂比〕，漏感冲击电压；电压是一个微分波形，也就是电容放电波形，随着放电，电压会越来越低，当开关管的截止期终止时，肯定不要让电压下降到反激感应电压以下，否就就会损耗“本体”能量； 再运算吸取元件的数值，电容太小时，漏感能量灌入后，电压会突升的太高，有可能击穿开关管，可以依据你的开关管耐压，和你期望的振铃高度，确定一个峰值电压，比如100伏，截止期终止时，我们给他定一个终止电压，比如50伏，这样，就可以运算出吸取电容的数值来： 精品.原理是，电容电压变化量所导致的能量差 = 一个周期的漏感能量；（上面的公式5） 假设反激感应电压为U，那么电容电压的最大值就是〔U+100〕，最小值就是〔U+50〕，电容中的能量有一个运算公式，Ec=0.5*C*U*U， 所以，能量差就是：Ech-Ecl=0.5*C*〔〔U+100〕*〔U+100〕-〔U+50〕*〔U+50〕〕，U是已知的，能量差也是已知的，电容仍算不出来吗？ 最终运算吸取电阻；电容放电公式：u=Uo*exp〔-t/τ〕，t/τ=-ln〔〔U+50〕/〔U+100〕〕经本人推算应是t/τ=-ln〔〔U+100〕/〔U+50〕〕，或-t/τ=-ln〔〔U+50〕/〔U+100〕〕，掉了个负号原文作者在发贴时可能笔误，t=截止期时间〔按正常工作时的截止时间运算〕，可以算出τ，τ=RC吸取时间常数，那么吸取电阻不也就出来吗？本人认为这个讲的有道理.2.按上述理论进行运算： 变压器初级电感L=632uH，漏感Llou= 29uH； 先算Ip: 假定最大输出功率时是DCM模式. 就Pin = 0.5*Ls*Ip*Ip*f Ip= 〔Pin/0.5*Ls*f〕〔0.5〕 = 〔P0/η*0.5*Ls*f〕〔0.5〕 = 〔150/0.85*0.5*623*10〔-6〕*70*10〔3〕〕 = 2.7A 漏感的能量为0.5*Ls*Ip*Ip*f，f=工作频率，Ls=漏感，Ip关断时的开关管峰值电流 Wlou= 0.5*Ls*Ip*Ip*f = 0.5 * 29*10〔-6〕 * 2.7 * 2.7 * 70*10〔3〕 = 7.3 W 由上面漏感能量数值可看出，漏感能量太大了，假如此能量全都由电阻来消耗，按两倍功率运算，要15W的电阻；这是无法办到的； 这么大的功耗，从上面运算可以看出，是由于初级Ip太大造成的；假如是几十W的电源，那么功耗就可以接受了； 精品.对以上结果，请问运算有问题没有？有什么方法？3．是的，这个功耗是太大，漏感功耗没有别的去处，只能消耗在吸取电阻上；像这种功率较大的开关电源，一般都是工作在连续状态，否就，开关管的功率容量和磁芯的功率容量都得不到充分利用，仍有一个问题，就是工作在不连续或者临界状态的变压器，由于其磁通变化量太大，变压器的发热量也是个不容忽视的问题；我上面没说，你的初级电感量太小，变压器可能工作在非连续状态；增大电感量，初级电流自然就降下来了；你可以这样运算：让磁通的变化量（p-p）/磁通平均值=0.3左右； 另外，假如电源的安全系数要求不是太高（医疗仪器要求高），可以适当减小初次级之间的绝缘厚度，以减小漏感，你的漏感量在正常的数值范畴内，但不是特殊的小，大功率的电源，漏感就是个很麻烦的问题4.你好，特别感谢； 初级电感和漏感的数值在上面第十贴中写出来了，我是刚测的数据； 测时发觉，初次级间不加铜皮屏蔽漏感小；这应是正常的吧；也可能是漏感加大的缘故，加了屏蔽后尖峰反而大了；5. 初次级间不加铜皮屏蔽漏感小，是正常的；所谓漏感是通过本线圈的磁力线没有完全通过另一线圈所产生的，增加铜皮屏蔽，相当于线圈之间的耦合难度增大，故漏感增大，分布电容削减； 想削减尖峰，最好的方法是削减变压器漏感，其次是在MOS管漏极加磁珠，这样都会削减损耗，仍有就是无损吸取，最终就是用RCD这种有损吸取的方式；6. 是的,铜箔不是磁性材料,它只对电场起作用,对磁场而言,它和绝缘材料差不多. 网上有人这样讲: rcd的rc时间常数必需长于开关周期，也就是rc震荡频率要小于开关频率，这样子防止在管子未开通前放电完毕而导致二极管再次开通，造成系统的震荡.本人认真分析了一下,这样讲有肯定的道理, 精品.但<开关电源设计指南>P126里讲RC时间常数等于第一个尖峰和其次个尖峰时间的3倍就够了,这个我认为有点错, 由于有人讲振荡频率是指第一个脉冲以后的，从图上看基本差不多，第一个脉冲是漏感往C里面充电的过程，然后依据回复时间D有一个关断过程，当然认为是一个振荡也可以，只是时间和后面的振荡相比就太。