基于前沿调制改善功率因数和电源性能.docx

基于前沿调制改善功率因数和电源性能一般，我们需要使用一个双级功率系统的电源，来满意80+方案功率因数要求和 EN61000-3-2谐波电流要求，其详细如下： 1. 一个功率因数校正（PFC）升压预稳压器（第1级），用于整形输入电流和供应高功率因数 2. 由于PFC升压电压特别高，因此要求一个次级（第2级）将这种高升压电压调低至可用输出电平 这种方法存在的主要问题是，在功率转换器前端添加一个次级，降低了电源的效率这让其很难达到80+电源方案的高效率要求 为了消退给离线功率转换器添加PFC前端级所产生的损耗，一些设计人员使用了各种各样的PFC拓扑结构，例如：可降低开关损耗的PFC升压跟随器和/或能够削减传导损耗的交叉式PFC. 降低损耗的另一种方法是，设计一个使用前沿脉宽调制（PWM）的主级（第1级）和使用传统后沿调制的次级（第2级）本文将为您介绍什么是前沿调制，以及它是如何通过削减升压电容器（IC）中的高频RMS电流来提高效率的 后沿与前沿脉宽调制 后沿脉宽调制比较器通过对比锯齿电压波形（OSC）和误差电压（ERR）来掌握功率转换器占空比（D）。

一般，误差电压由一个反馈运算放大器掌握在后沿脉宽调制中，OSC引脚被馈送给脉宽调制比较器的负输入，而误差电压则馈送至脉宽调制比较器的非反相输入脉宽调制比较器的输出用于掌握功率转换器（QA）的FET栅极该栅极驱动导通信号与OSC信号波谷同步在这种配置结构中，FET栅极驱动的后沿经过调制，以达到功率转换器占空比 （D）该后沿为FET关断时（请参见图 1） 图1:使用功率因数校正的双级离线功率转换器 请留意，在脉宽调制掌握器中，在每个脉宽调制周期之前添加一个人为停滞时间，其在每个脉宽调制周期开头以前关闭功率级开关必需使用停滞时间来防止消失100%占空比，从而防止消失磁饱和需要留意的是，为了简便起见，图1并未显示停滞时间 前沿调制脉宽调制略微不同于后沿调制OSC信号馈送至非反相脉宽调制比较器输入，而误差电压则馈送给反相引脚FET （QB） 关闭与OSC峰值电压和前沿同步，当FET导通时对前沿进行调制以达到占空比（请参见图 2） 图2:后沿与前沿PWM. 前后沿调制一起使用的好处 首先，我们来看使用后沿调制掌握图1所示功率级Q1和Q2时PFC升压电容器电流（IC）。

请留意，我们将PFC掌握电压（ERR1）与振荡器斜率（OSC）进行比较，以掌握PFC FET（Q1） 的导通和关断时间另外，DC/DC转换器（第2级）掌握电压（ERR2）与振荡器斜线比较，以掌握FET Q2的导通和关断时间 在振荡器运行初期正常工作状况下，两个FET同时导通（t1, A）在这段时间内，PFC 升压电容器（CBOOST）必需对进入第2个功率级的全部电流（IT1）供应支持在这种配置结构中，在FET开关期间，有一段时间FET Q1导通而Q2为关断，这时PFC升压电感（L1）通电，而功率级2的初级线圈不要求任何电流这时，没有电流（IC）进入升压电容器全部电感电流均流经晶体管Q1. 同样，有一段时间两个FET Q1和Q2均为关断这时，CBOOST传导全部升压电感电流，其流经二极管D1（ID1）请留意，图3为一张随便照下来的图片正常工作状况下，第1级的占空比随线压而变化，以保持PFC升压电压功率级2的占空比在正常工作时保持恒定不变，由于输入/输出电压为固定 其次，我们通过掌握前沿调制掌握的FET Q1和后沿调制的FET Q2,讨论其对于升压电容器电流（IC）的影响（图3“B”）。

在这种评估过程中，FET Q1和Q2的导通时间和占空比与“A”状况相同 在这种配置结构中，FET Q2在振荡器谷底导通，并依据PWM比较器电压水平关断FET Q1依据前沿PWM比较器导通，并在振荡器峰值时关断相比使用前沿调制的两个功率级，利用前沿/后沿PWM调制组合法错开支配FET的首次导通，可以缩短FET Q1和Q2同时导通的时间（t1,“B”） 与“A”状况类似，有一段时间（t2）Q1导通而Q2关断，并且没有电流进出升压电容器 （IC）同样，有一段时间（t3,“B”）两个FET均关断，并且需要通过CBOOST汲取ID1.在“B”中，有一段时间FET Q2导通而Q1关断这时，进入升压电容器的电流为ID1,其小于IT1（t4,“B”） 相比两个功率级都使用后沿调制掌握，这种使用前沿/后沿调制掌握的方法，可以削减FET QA和QB同时导通的时间它带来更低的升压电容器RMS电流（IC） 相比掌握使用后沿调制的两个功率级，这种配置结构中使用的前沿/后沿调制，升压电容器 （IC） RMS电流削减30%. 升压电容器中RMS电流的削减，可以降低升压电容器 ESR 损耗，从而提高整体系统效率。

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