通信电路与系统 第四章.pdf

第章 幅度 制 解解第 四 章第 四 章 调 制调 制 &解 调解 调和混频电路北京理工大学本章主要内容‹4-1 概述‹4-2 幅度调制原理幅电路‹4-3 调‹4 4 幅度解调电路- ‹4-5 混频原理与电路 北京理工大学24-0 调制的必要性¾ 调制就是用基带信号改变高频信号的某一参量（幅度、频率 相位 ） 使其含有基带信号的变化规律 调制不是目的率 、 ） ， ； ，而是手段，是信息传输的需要，其必要性为：无线传输时易于辐射1．天线振子尺寸 ，才能开始有效辐射；高载频有利于天线尺寸实现10/λ>l2．便于实现多路信号传输通过调制 可将不同的基带信号信息搬移到不同载波上， ，彼此保持一定的频率间隔，这就是所谓 FDM体制，这就需要调制环节的介入3. 传输信号的功率和带宽可以互换如超宽带 (射频信号带宽为载频的 1/10或大于 500MHz)调制北京理工大学34-1 概述4-1-1 线性频率变换 ：f模拟基带信号频谱模拟幅度调制与混频0Bs普通调幅fc － Bsfcf0fc＋ Bsf抑制载波的双边带调幅下混频fc － Bsfc0fc ＋ BsfIffc上混频北京理工大学44-1 概述4-1-1 线性频率变换 ： 模拟幅度调制与混频† 无论是调幅 ， 还是混频 ， 其频率变换都是 “ 频谱， ，的线性搬移”† 频率变换电路必须是非线性电路，如乘法电路† 混频不改变原信号的调制规律 (原信号的频谱结构与时域波形 ) 所改变的仅仅是信号的中心频率， 所改变的仅仅是信号的中心频率北京理工大学54-1 概述4-1-2 非线性频率变换 ： 模拟角度调制，包括频率调制和相位 制 调 制† 以调频 (FM： frequency modulation)信号为例：FM波瞬时角频率：B() ()ctkstω ω= +⋅FM波瞬时总相角 ：B() () () ()ttt t dt t k s t dt t tφωω ωϕ= = + = +∫∫sB(t)为基带信号：00cc++[ ]() cos () cos ()mcSt A t t A tω ϕφ=+=FM波：sB(t)为单 一 频率的正弦波的 FM波时域波形s (t)为单 一 频率的正弦波的 FM波频谱fC北京理工大学6频率的正弦波的B频率的正弦波的4-1 概述4-1-2 非线性频率变换 ： 模拟角度调制，包括频率调制和相位 制 调 制† 角度调制是对基带调制信号的非线性频率变换，即已调波的频谱结构不同于基带信号频谱即已调波的频谱结构不同于基带信号频谱† 对于同 一 基带信号产生的调角波带宽大于调幅对于同 基带信号产生的调角波带宽大于调幅波带宽北京理工大学74-2 幅度调制原理调制器示意图a(t): 正弦高频振荡电压或电流 ，u(t)：已调制信号调制器a(t)u(t)m(t)：所要传送的基带信号，称为未调制载波信号m(t)‹ 实际中所传输的基带信号通常是随机的、多频率的‹ 为了便于清晰地对调幅波进行数学分析, 通常先假设基带调制信号为单音信号 即为频率较低的余弦波 ; 然后, 将分析结果推广到多频率基带信号的调幅场合北京理工大学84-2 幅度调制原理¾调幅方式：普通双边带调幅 （ AM）（ ）抑制载波双边带调幅 （ DSB SC）（ - ）单边带调幅（ SSB）残留边带调幅（ VSB）北京理工大学94-2 幅度调制原理4-2-1 普通 (常规 )双边带调幅 (AM)A. 单音普通 AM波的时域表达设 将要传输的交流基带信号为() cosut U t=Ω设 ：mΩΩ载波电压为 () coscccut U tω= ()cω >>Ω将交流基带信号叠加上直流电压，基带调制信号为() () cosmdc dcmut V ut V U tΩΩ=+ =+ Ωdc mVUΩ≥() 0mut≥这里 ，利用乘积运算 (非线性运算 )，产生普通 AM波， 时域表达式 为() () ()ututut=⋅[ ]cos cosUV U t tω=+ ΩAMmccdc m cΩ1coscosmdc c cdUVU t tVωΩ⎡⎤⎛⎞=+ Ω⎢⎥⎜⎟⎝⎠⎣⎦[ ]1coscoscm cUmt tω=+Ω北京理工大学10c4-2 幅度调制原理4-2-1 普通 (常规 )双边带调幅 (AM)A. 单音普通 AM波的时域表达普通 AM波的 时域表达式 为 () () ()ututut=⋅[ ]1coscosUmt tω=+Ω时域表达式 为其中， m称为调幅系数或调幅度()/mdcmU VΩ=01m≤ ≤AM m ccm c调幅系数 m取值 调幅状态未载波m = 0 未 调 载波0 1 过度调制 (产生过调失真 )北京理工大学114-2 幅度调制原理4-2-1 普通 (常规 )双边带调幅 (AM)A. 单音普通 AM波的时域表达¾ 调幅系数的测量UAM,max() () ()AM m cututut= ⋅[]1coscoscm cUmt tω=+ΩUAM,min]1[max,mUUcmAM+=]1[min,mUUcmAM−=minmaxmin,max,AMAMAMAMUUUUm+−=北京理工大学12,,4-2 幅度调制原理4-2-1 普通 (常规 )双边带调幅 (AM)B. 单音普通 AM波的频域表达[ ]AM() 1coscoscm cutU m t tω= +ΩtmUtmUtUccmccmccm)cos(21)cos(21cos Ω++Ω−+= ωωω设 个由调幅电路参数决定的系数 则UUk /设 一 个由调幅电路参数决定的系数 ， 则mcmmΩ=tkUtkUtUtucmcmccmAM)cos(21)cos(21cos)( Ω++Ω−+=ΩΩωωω而基带交流调制信号为() cosmut U tΩΩ= Ω显然 调幅波中载频分量没有任何基带调制信号的信息 而， ， 而上边频和下边频不但包含基带调制信号的幅度信息，也包含相位信息北京理工大学134-2 幅度调制原理4-2-1 普通 (常规 )双边带调幅 (AM)B. 单音普通 AM波的频域表达tkUtkUtUtu )cos(1)cos(1cos)( Ω++Ω+= ωωωcmUcmcmccmAM22−ΩΩ¾ 单音普通 AM波的频谱及其带宽1mUkU1mUkU/2ccf ω π=/22cm mΩ=22cm mΩ=2F π=Ωfc－ Ffcfc＋ FA2BF=北京理工大学14M4-2 幅度调制原理4-2-1 普通 (常规 )双边带调幅 (AM)C. 多音普通 AM波分析Ω0.5～ 0.7V)信律检'2maxDi和小 信 号平方 律检 波 (>Uθsmsmsm一 个 非常重要的关系式 ：cosavdsmKU=≈二极管 余弦脉冲 电流最大值 )cos1()(maxθ−=−−=smDDavsmDDUgVUUgi北京理工大学534-4 幅度解调电路4-4-2 二极管包络检波器B 大信号检波性能分析1、电压传输系数 (检波效率)考虑到 iD电流中的平均 (直流 )分量在负载电阻上的压降产生输出电压 ：)cos(sincos1cossin1)cos1()(0maxθθθπθθθθπθθ −=−⋅−⋅=⋅⋅=⋅=smLDsmDLDLavLavURgUgRaiRIRUcos (sin cos )av DLdU gRKUθ θθ θπ=≈ = −−θθθθθθπ−=−= tgRgLDcoscossinsm由于二极管仅在峰值附近导通，导通角很小，则33θπ≈LDRg3† 只要满足50≥LDRg ， 则0.57(rad) 32.85θ ≤ =o， 上述关系式就成立)rad(3LDRgπθ=北京理工大学54， 则， 上述关系式就成立4-4 幅度解调电路4-4-2 二极管包络检波器B 大信号检波性能分析1、电压传输系数 (检波效率))50(cos)rad(33 ≥≈=LDdLDRgKRgθπθ ，† 由于二极管包络检波器中的二极管并非有源器件，电路传递中肯定没有增 益 ， 所以电压传输系数 0−则二极管截止,正常的电容充/放电进程被破坏 检波器失去了动态输出检波电被破坏 ，压的能力，在包络负峰附近输出电压 “钳位在 UA”，检波出现负峰切割失真)1(UUKRURULL[4] 避免负峰切割失真, 应满足：00''mRRRRsmsmdLLavoLLA−≤+=+=Kd=1LRRRRRmΩ=+≤''北京理工大学61LLL4-4 幅度解调电路4-4-2 二极管包络检波器B 大信号检波性能分析R+ +RL1 ≈ (0.1~0.2)RL24、非线性失真‹负峰切割失真L1ui-us-R’LCcRL2¾ 避免负峰切割失真, 应满足 , 当 时,不可能出现此失真LLLLRRRRRmΩ=+≤''LRR =Ω¾ 仅仅检波器本身不会有此失真，只要用电容耦合方式级联放大器，就会导致检波器交、直流负载不等，是该失真的直接原因; 究其根本原因，还是二 级管单向导电这种非线性特性决定的 , 所以负峰切割失真是非线性失真¾ 当 m一定时, 越大, 此失真越不易发生,为了提高 :'LR'LR‡在检波器和下级放大器间插入 一 级射极跟随器 ;级射极跟随器‡或将直流负载电阻 RL分成两部分 , 采用部分接入以提高电阻值¾负峰切割失真与调制信号频率的高低无关北京理工大学624-4 幅度解调电路4-4-2 二极管包络检波器B 大信号检波性能分析4、非线性失真‹惰性失真调幅波输入时，如果电容上的充放电速率匹配合适 检波输出电压就基本随着调幅波振当检波器的放电时间常数过大时 ， 放电速率放电速率过慢，幅的包络规律变化，也就实现了包络检波，跟不上包络下降的速率，检波出现惰性失真两个图对比发现，只有在每个电压周期内，二极管均能各经历一次导通与截止状态(电容充/放电各一次)，检波输出电压才可能正确反映 调 幅波的振幅包络规律北京理工大学63幅波的振幅包络规律4-4 幅度解调电路4-4-2 二极管包络检波器B 大信号检波性能分析4、非线性失真‹惰性失真¾ 保证不出现惰性失真的条件：任意时刻,均能满足电容 C通过 RL的放电速度大于包络下降速度dU du的放电速度大于包络下降速度11smott ttdt dt= =≤)cos1( tmU Ω+对于给定的单音 AM波包络 有tmUdUsmΩΩ= sin0sm对于给定的单音 波包络 , 有dtsm0对于 RC网络 , 有dtduCRuoo=CRtmUCRudtdusmoo)cos1(0Ω+==对于 网络 有L LL为了避免惰性失真 , 有1cossin ≤Ω−ΩΩ tmtmCRL1)(22≤+Ω mmCRL北京理工大学644-4 幅度解调电路4-4-2 二极管包络检波器B 大信号检波性能分析4、非线性失真‹惰性失真21 m† 单音频 AM波检波21 m† 多音频 AM波检波LRCm−≤ΩmaxLRCm−≤Ω北京理工大学654-4 幅度解调电路4-4-2 二极管包络检波器B 大信号检波性能分析4、非线性失真‹惰性失真¾ 检波器出现惰性失真的根本原因是 RLC时间常数过大 ;该时间常数过大 意味着 RC低通滤波器的通频带过窄 滤波器的， ，惰性过大，导致其输出电压的惰性过大，造成检波失真¾ 将惰性失真称为非线性失真 是因为检波器中唯 的非线, 一 的非线性器件(二极管)的单向导电性, 导致电容的充/放电发生, 从而产生惰性失真产生惰性失真¾ 惰性失真与调制信号频率的高低有关, 越大, 允许选取的RLC值越小Ω北京理工大学66值越小4-4 幅度解调电路4-4-2 二极管包络检波器B 大信号检波性能分析5、检波器的纹波失真实际上 放电时间常数的倒数，恰恰是RC低通滤波器的上限截止角频率; 如果放电时间常数过小 ， 则R。