增强电源设计中PFC段性能的方法.docx

增强电源设计中PFC段性能的方法大多数的现代电源都要求从输入线路所吸收的电流包含谐波 含量实际上，规范标准要求线路电流接近正弦波形，而且相 位与线路电压同相为此，通常在桥电路与大电容之间插入所 谓的 PFC 预稳压器这个中间段设计输出恒定的直流电压，同 时从输入线路吸收正弦电流PFC段通常采用升压配置，要求 输出电压比线路可能最高的电压电平都要高这就是为什么欧 洲或是通用主电源输入条件下输出稳压电平普遍设定在约 390V 的原因对于较低功率的应用而言，临界导电模式(CrM)(也称作边界、 边界线甚至是瞬态导电模式)通常是首选的控制技术这种控 制技术简单，市场上有采用这种技术的不同的商用控制器，容 易设计然而，高输入电压时，如果输入和输出电压之间的差 距小， PFC 段会变得不稳定本文将说明解决这种问题的方法 PFC 段一个更加常见的问题是通常发生在启动时的大电流过 冲，而不论采用的是何种控制技术临界导电模式工作临界导电模式(CrM)工作是低功率应用中最常见的解决方案 这种控制方法可以采用可变频率控制原理来描述特征，即电感 电流先上升至所需线路电流的 2 倍，然后下降至零，接着再上 升至正电流，期间没有死区时间（dead-time）,如图1所示。

这种控制方法需要电路精确地检测电感的磁芯复位图 1 临界导电模式工作零电流检测 确定退磁完成的常见解决方案在于感测电感电压,更具体地 说,就是检测电感电压何时降至零监测线圈电压并非经济的 解决方案相反,这升压电感与小型绕组相关,这绕组（称作“零电压检测器”或ZCD绕组）提供了电感电压的一个缩小版 本,能够用于控制器上,如图 2所示 ZCD 绕组采用耦合形式, 因而它在MOSFET导电时间仮激配置）期间呈现出负电压，如 图 3 中所示这绕组提供：VAUX二-NVIN，当 MOSFET 导通时;VAUX二N(VOUT-VIN)，当 MOSFET 开路时其中，N是辅助绕组与主绕组之间的匝数比图 2 NCP1607 驱动的应用段典型应用示意图当 ZCD 电压 （VAUX） 开始下降时线圈电流会达到零许多 CrM 控制器内部比较VAUX与接近0V的ZCD参考电压，检测出下降 沿，并准时启动下一个驱动信号为了实现强固的工作，应用 了磁滞机制，并实际上产生较高的（upper）阈值（VAUX上升时 有效）及较低的（lower）阈值（VAUX下降时有效）出于不同原 因（如安森美半导体NCP1607 PFC控制器中的ZCD引脚的多功 能性），在大多数商用器件中这些阈值都相对较高（在IV及2V 之间）。

例如,NCP1607数据表中可以发现下述的ZCD阈值规范（引脚5 是监测 ZCD 信号的电路）Vpin5上升：最低值为2.1V，典型值为2. 3V，最大值为2. 5V；Vpin5下降：最低值为1・5V，典型值为1・6V，最大值为1・8V要恰当地检测零电流， VAUX 信号必须高于较高的阈值line-㈣如图 3 波形极高输入线路时的不精确零电流检测图4及图5显示出在高线路时会面对的一个问题VAUX电压 在退磁相位期间较小，而这时 Vin 较高，因为 VAUX 与输出输 入电压差成正比VAUX二N(VOUT-VIN)此外，如图4所示，输 入电压在开关频率呈现出交流含量因此， VAUX 波形并不平 坦，相反，它还包含纹波在低线路时，这纹波可以忽略不计 在高线路时， VAUX 幅度在退磁相位期间较小因此，这些振 荡可能大到足以导致过早检测电感磁芯复位事实上，如图 4 和图 5 所示的那样，零电流检测的精度降低了图 4 不精确零电流检测导致的不稳定性jMOSFElDryin-WtirCg- L 口 i伽* 伽vwM3e l?削由艸L吋CoiKinuoirt ccrHSucIran 附 cdm opefabon諜輛以妪昶『咖g图 5 连续导电模式工作图 4 显示出现不稳定性问题时高输入线路 ( 正弦波顶端，此处Vin约为380V)下的VAUX电压。

我们可以看到M0SFET关闭时, VAUX 电压轻微跃升至高于 ZCD 阈值由于其大纹波的缘故， 在退磁相位期间， VAUX 电压首先增加，然后下降由于在某 些开关周期的末段 VAUX 接近 ZCD 阈值，这 VAUX 电压下降导致 零电压比较器在电感磁芯完全复位前就翻转(trip)图5证实 了这一论断有时，升压二极管仍在导电时， PFC 段开始新的周期这个现象主要导致线路电流失真（见红色迹线）、功率因 数退化，并可能有一些频率处在人耳可听到的噪声改善高线路工作的简单调整方法如图 6 所示，在 VCC 与引脚 5（ZCD 引脚）之间布设一颗电阻， 能够减轻或抑制这个现象这样一来，ZCD引脚上就产生了偏 l=D=l图 6 ZCD 引脚上的调整在测试的应用中，VCC为15V，且Rzcd=68kQ在VCC与引脚 5之间增加一颗电阻Roff=680kQ，就改变了施加在引脚5（ZCD 引脚）上的电压退磁相位期间 ZCD 引脚上施加的实际 VAUX 电压就变为：(1)然后，施加在引脚 5 上的电压就偏置事实上，这就像是 VAUX 电压与减小了 1.36V 的 ZCD 阈值比较这样一来，新的实际 ZCD 阈值就是：Vpin5上升：最低值为0・74V,典型值为0・94V,最大值为1・14V；Vpin5下降:最低值为0・14V,典型值为0・24V,最大值为0・44V。

这些降低的 ZCD 阈值增加了 ZCD 的精度，并能抑制 CCM 工作 在相同条件下获得的波特图（见图 7）就证实了这一点沁…...■ 1 n 1 -\%(1DOV；div]—77?恙Syaieoswraton and no1 < NA 'no v,.rt!{ra VrdiMfchi 100 V V ' s / TT0V€11.3 £ 00 78 •讥图 7 调整改善器件工作必须注意，Vpin5下降（我们的案例中是1.5V）时，偏置必须保持在低于 ZCD 最低阈值这是为了确保新的实际 ZCD 阈值 （Vpin5下降时）保持高于0V否则，系统可能难于检测磁芯复位并因此启动新的开关序列出于这个目的，应当考虑到 VCC 的变化启动时的大过冲PFC 段从输入线路正弦波电压源吸收正弦电流，因此，它们为 负载提供仅匹配平均需求的方波正弦功率输出电容(大电 容)“吸收”实际提供的功率与负载消耗的功率之差值• 馈送给负载的功率低于需求时，输出电容放电，补偿功率 差额• 提供的功率超过负载功耗时，输出电容充电，存储多余的因此，输出电压呈现出输入线路频率 2 倍的低频交流含量。

不 利的是，PFC电流整形(current-shaping)方法均基于控制信 号无纹波的假设否则，就不能够优化功率因数，因为输入线 路电流重新复制了控制信号失真这就是众所周知的 PFC 电路 动态性能差的原因它们的稳压环路带宽设得极低，从而抑制 100Hz 或 120Hz 纹波，否则输出电压就会注入这纹波由于系统极慢， PFC 段遭受陡峭的负载或输入电压变化时，会 在大电容上呈现出大的过冲(over-shoot)或欠冲(under-shoot) 启动序列就是这些瞬态中的一种，能够产生 大的电压过应力(over-stress)图 8 输出电压纹波图 9 展示能在启动相位期间观察到的那类过冲这波特图是使 用由 NCP1607 驱动、负载是下行转换器的 PFC 段获得的Ch3 5t 0-0 VIAVM{tOTV/dMKflVShe dOwMi■旳E CQn'.Brt?r 0 AMw}图 9 启动相位期间的过冲承受启动过冲应用软启动是减小过冲的一种自然选择然而，设计人员所选 择的控制器并不必须具有这个功能特性此外，从定义来看， 这种功能减缓了启动速度，而这并非总是可以接受另外一种简单的选择涉及在反馈感测电阻分压器处增加一个 电容，如图 10 所示。

在这个图中，我们假定感测网络中上部 的电阻分割为两个电阻，而电容 Cfb 并联连接在其中一个电阻 的两端图 10 小幅调整反馈网络如果控制电路中嵌入了传统的误差放大器，让我们分析电容 Cfb的影响在稳态，Cfb改变了传递函数通过检测，我们 立即注意到它增加了：处于下述频率的一个零点：z 2 - Rfbln Cfb ⑵处于下述频率的一个极点：“ 2壬尺灿2II尺仞1 % ⑶控制器集成了传导误差放大器(OTA )时，情况就有点不同这 是因为反馈引脚(误差放大器的反相输入)不再是虚接地 (virtual ground)因此，电阻分压器中下部位置的电阻(RfbL) 影响了极点频率的表达式实际上，采用OTA时：然而，PFC输出电压的稳压电平通常处于390V范围，而控制 器参考电压处在少数几伏的范围因此，与(RfbUl+RfbU2)相 比， RfbL 极小；如果 RfbU1 与 RfbU2 处在相同范围，或如果 RfbUl小于RfbU2，我们就可以考虑：RfbL=RfbU2o事实上， 设计人员基于这些考虑因素，能够得出近似 Cfb 产生的极点频 率，即：P 2;甩加冈务 ⑸最后，两种配置中都获得相同的极点。

这些条件(RfbUl"RfbU2)或(RfbUlWRfbU2)并非限制性条件 相反，满足这些条件是明智之举，因为 RfbU1 两端的电压及相 应的Cfb两端的电压取决于RfbUl值与(RfbU1+RfbU2+RfbL) 总电阻值的相对比较关系这就是为什么它们是现实可行的原 因如果 RfbU1 与 RfbU2 这两个电阻拥有类似阻值，如果 RfbL=RfbU2：(7)最后，如果与 RfbU2 相比 RfbU1 极小，我们就获得在控制至输 出传递函数中抵消(cancel)的极点和零点这样，增加Cfb 就对环路和交越频率没有影响如果 RfbU1 与 RfbU2 处在相同 范围，低频增益就略微增加，交越频率就以跟 fp 与 fz 的相同 比率增加事实上，特别是在 RfbL=RfbU2 时，这个增加的电 容并不会大幅改变 PFC 段的动态性能然而，在启动相位期间，这个电容发挥重要作用当输出电压 上升时， Cfb 电容也充电 Cfb 充电电流增加到反馈电流中， 所以稳压电平临时降低这增加的电流与 Cfb 电容值成正比， 并取决于输出电压的陡峭度，因此，在输出电压快速充电时， 这个影响更引人注目实际验证在应用中已经测试了调整方法，反馈网络如下所示：RfbUl"RfbU2=470kQRfbL=6 ・2kQ电阻 RfbU1 两端放置了一个 100nF 电容。

它必须是一种高压电 容，因为若我们假定输出电压最大值为450V,它两端的电压 可能达到223V作为一项经验法则(rule of the thumb)，我们选择了 100nF 电容值，这样，在观测到过冲时，时间常数（RfbUlCfb ）就处在启动时间的范围之内图11比较没有时的启动序列（左图）与有Cfb时的启动相位（右 图）这些波特图清楚显示电容的影响 Cfb 充电电流人为地 增加了输出电压（即图中的Vbulk）充电期间的反馈电流，导致 预期的控制信号（Vcontrol）放电因此就没有观。