
现代测控电子技术第二章.ppt
444页第二章 信号调理电路 信号调理电路是测控系统及新型传感信号调理电路是测控系统及新型传感器的重要组成部分,其功能是将传感器输器的重要组成部分,其功能是将传感器输出的信号变换成易于被后续单元处理的信出的信号变换成易于被后续单元处理的信号 信号调理电路依据所采用传感器的类型而形式多样,完整的调理电路由具有各种功能的基本单元电路组合构成2.1 前置测量电路前置测量电路 2.1.1 基本电路基本电路 1. 反相放大器反相放大器 基本反相放大器电路如图2.1.1所示 ①Zf、ZF、Zp均为电阻,则电路为反相比例运算放大器; ②Zf为电阻,ZF为电容,则电路为积分器;图2.1.1基本反相放大器 ③Zf为电容,ZF为电阻,则电路为微分器; ④若用复杂组容网络代替输入回路元件或输出回路元件,则电路为有源滤波器和有源校正电路 反相放大器的共同特点: ①各类反相放大器的闭环增益AF和输入阻抗Zid的数学表达式具有相同的形式 ②输入回路电流If将全部流经反馈回路,故有 ③反相端和同相端电压相等,且总等于零 这就是反相放大器所特有的“虚地”现象。
2. 同相放大器同相放大器 凡是输入信号从运算放大器同相输入端输入的运算电路都称之为同相放大器,它也是应用电路中最基本的类型1)基本同相放大器)基本同相放大器 图2.1.2为基本同相放大器的原理电路图,与反相放大器一样,外部元件可以是电阻元件、电抗元件甚至是一个复杂的网络 图2.1.2 基本同相放大器 同相放大器具有下列共同特点: ①各类同相放大器的闭环增益AF(jω)和输入阻抗具有相同的形式一般式中 ②流经输入回路的电流和流经反馈回路的电流相同 If=IF ③反相端和同相端电压相等,且总等于共模电压 VcV+=V–=Vc 由于由于Vc的存在,同相放大器存在共模的存在,同相放大器存在共模电压堵塞现象电压堵塞现象,这一点与反相放大器不同 2))同相放大器的堵塞现象及其预防同相放大器的堵塞现象及其预防 同相放大器的共同特点之一是运放的同相端和反相端加有共模电压Vc,一旦Vc>Vicm,就会发生堵塞 其现象是:在有输入信号的情况下,输出没有信号这时,即使将输入信号撤除,该状态也不会立即恢复正常。
当发生堵塞时,若反馈回路电阻RF又不够大,反馈回路的电流就有可能将输入级晶体管烧毁,甚至危害第二级晶体管避免发生堵塞现象的措施有: (1)选用共模输入电压范围大的运算放大器,即大Vicm这取决于所选的运放器件本身 (2)在放大器输入端加箝位电路,确保输入共模电压不超过放大器的最大共模输入电压Vicm 图2.1.3给出了四种箝位电路,说明如下: 图(a)中使∣VD+E∣≤Vicm,可保证运放的输入共模电压小于Vicm 图(b)中使∣VDW∣≤Vicm,可保证运放的输入共模电压小于Vicm 图(c)中使∣VD+E∣≤Vicm,可保证运放的输入共模电压小于Vicm (a) (b) (c) (d)图2.1.3 预防堵塞的输入箝位电路 图(d)适用于①大信号脉冲工作状态,当输入脉冲前沿陡度超过放大器的上升速率SR时,电路直接通过二极管实现输入箝位。
②幅度小于二极管正向压降的微小信号的工作状态3)同相与反相放大器的比较)同相与反相放大器的比较 ①同相输入时,输出与输入同相;反相输入时,输出与输入反相 ②同相输入时,闭环增益总是大于或等于一;反相输入时,闭环增益可大于一,也可小于一 ③同相放大器的输入电阻很高,远大于反相放大器的输入电阻 ④同相放大器的输入端存在共模输入电压,因此输入电压不能超过运放的最大共模输入电压Vicm,并要求放大器要有较高的共模抑制比而反相放大器不存在这一问题 ⑤在运放具有单极点频率特性时,对于相同的闭环增益AF,同相放大器的闭环带宽比反相放大器的闭环带宽宽 3. 基本放大器的误差分析基本放大器的误差分析1)失调及漂移引入的误差)失调及漂移引入的误差 ((1 1)反相放大器的失调及漂移引入的)反相放大器的失调及漂移引入的误差误差 该项误差由输入失调电压Vos、平均偏置电流Ib、输入失调电流Ios及其它们的漂移引入基于实际等效模型的分析电路图2.1.4图 2.1.4 反相放大器失调及漂移的误差分析 根据实际运放的等效模型并对反相输入点应用KCL得:若取补偿电阻可得结果说明设置补偿电阻后可消除由平均偏置电流及其漂移的 误差影响,这也就是反相放大器要在同相输入端设置补偿电阻的原因。
输出误差电压为折算到输入端的误差电压 考虑最坏的情况将失调与漂移分别考虑有其中ΔVos、ΔIos分别是温度、时间、正负电源的函数 ((2)同相放大器)同相放大器共模抑制比、失调及共模抑制比、失调及其漂移引入的误差其漂移引入的误差 依据运算放大器的实际等效模型,可得图2.1.5所示的等效电路图图2.1.5共模抑制比、失调及其漂移引入的误差 解之得令输出误差电压为折算到输入端为 由于失调是可以调零的,因此考虑CMRR及失调漂移时的误差电压 显然电压跟随器组态时若Rp=0,要求RF=0,这对减小定态误差是有利的,但不利于堵塞时的输入级保护 2)开环增益、输入阻抗和输出阻抗引入的)开环增益、输入阻抗和输出阻抗引入的误差误差 ((1)反相放大器开环增益、输入阻抗)反相放大器开环增益、输入阻抗和输出阻抗引入的误差和输出阻抗引入的误差 当考虑开环增益、输入阻抗和输出阻抗的非理想性时的分析原理电路图如图2.1.6所示,图 2.1.6开环增益、输入输出阻抗引入的误差分析 根据图可以得到方程组 解方程组得考虑开环增益、输入阻抗、输出阻抗时的闭环增益为 式中 ((2)同相放大器开环增益、输入阻抗和)同相放大器开环增益、输入阻抗和输出阻抗引入的误差输出阻抗引入的误差 图2.1.7是考虑开环增益、输入阻抗和输出阻抗的等效电路。
图2.1.7开环增益、输入阻抗和输出阻抗的等效电路由图2.1.7可列出下列方程组解之得其中 结果说明:运放的开环增益、输入输运放的开环增益、输入输出阻抗的非理想性使运放的实际开环增益出阻抗的非理想性使运放的实际开环增益及电路的实际反馈系数减少,导致回路增及电路的实际反馈系数减少,导致回路增益的下降,闭环增益产生误差,因而产生益的下降,闭环增益产生误差,因而产生运算误差运算误差显然Avo越大,输入阻抗越大,输出阻抗越小,误差越小 3)动态误差)动态误差 ((1)反相放大器的动态误差)反相放大器的动态误差 ①频域误差 反相放大器在交流工作条件下,输入信号为正弦波时,由于闭环带宽的有限性将产生幅度误差和相位误差,这就是所谓的频域误差 反相放大器的频率特性 当f≤fFBW时,反相放大器的幅度绝对误差为 相位绝对误差为 当f< 由于运放带宽和上升速率的有限性,其响应速度是有限的,因而阶跃输入不会导致阶跃输出,这样在时间域中出现动态误差,即时域误差 设阶跃信号为 则求拉氏反变换有该式说明,在带宽有限的条件下,阶跃输入不再产生阶跃输出,理论上只有当t=∞时,输出才达到理想值vo(∞)=–AFEin因此时域误差为 显然,反相放大器的时域误差也是由运放的增益带宽积不为理想所引起,若增益带宽积AvoF=∞,则fFBW=∞,时域误差为零 ((2)同相放大器的动态误差)同相放大器的动态误差 与反相放大器相同,同相放大器也存在频域误差和时域误差,且也是由电路的闭环带宽的有限性引起的 由于同相放大器的增益表达式形式与反相放大器相同,因而频率特性也一致4)结论)结论 综上所述,基本放大器由于运放的非理想性会产生运算误差误差分为两类: ①失调及其漂移通过在运放的输入端引入误差输入电压导致运算误差 ②开环增益、输入输出阻抗通过改变回路增益,引起闭环增益的误差,从而导致运算误差 从导出的实际运算公式,可以得出如下结论: ①为了减小失调及其漂移引入的误差,应提高闭环增益,减小输入回路电阻阻值,选择失调及其漂移小的运放,另外要设置同相端的补偿电阻。 要求同相放大器的运放要有高的共模抑制比 ②为了减小闭环增益误差,应选择输入阻抗高、输出阻抗低且开环增益大的集成运放 ③运放的增益带宽积导致电路的动态误差,误差与增益带宽积成反比,因此应尽量选择增益带宽积大的运放 基本放大器的总关系式为:5)基本放大器的设计)基本放大器的设计 ((1)运算放大器的选择)运算放大器的选择 选择运算放大器要根据实际应用的要求,从获得最高性能价格比的角度来选择选择运算放大器时应根据使用的场合侧重考虑相关的指标 ①静态小信号应用时重点考虑以下指标 a)失调及漂移其中重点是漂移,因为失调是可以通过调零电路加以调零的,而漂移是无法调零的,它是运算静态误差的主要来源,而减小漂移误差的主要途径是选用失调漂移小的运算放大器虽然加大闭环增益,减小输入回路电阻可以减小漂移误差,但这些措施受到电路的输入电阻及反馈回路电阻取值的制约 b)开环增益、输入电阻、输出电阻这三个指标直接影响回路增益,从而影响闭环增益的精确度,因此要尽量选取大开环增益、高输入电阻、低输出电阻的集成运放,其中最主要是考虑开环增益及输入电阻两项指标,输出电阻一般都较小,对运算误差的贡献一般较之开环增益及输入电阻小得多。 c)输入等效噪声输入等效噪声在微弱信号放大器中是必须考虑的重要指标,输入等效噪声过高将淹没需要放大的微弱信号,致使需检测的微弱信号无法被放大 d)对于同相放大器还要特别注意考虑运放CMRR和Vicm两项指标,要尽量选择高CMRR、Vicm的运放,一方面减少定态误差,另一方面防止堵塞 ② 动态大信号应用时重点考虑以下指标: a)增益–宽带积尽量选择大增益宽带积的运放,以减少动态误差 b)上升速率该指标在大信号工作条件下,限制了放大器输入信号的频率 若违反该式,则输出波形将出现较大的失真 ((2)外围电路元件的选择)外围电路元件的选择 一旦集成运算放大器的型号已选定,则运算的准确度由外部电路元件确定 反馈回路电阻取值方法如下:此时回路增益为最大值,闭环增益误差最小,RF的阻值为最佳值 此时 因而 需要指出的是,由于运放额定输出电压及电流的限制,RF是放大器的负载电阻之一,因此一旦设计完成,则负载电阻也就受到限制,有 6)基本放大器的性能扩展)基本放大器的性能扩展 ((1)提高反相放大器的输入电阻)提高反相放大器的输入电阻 反相放大器的输入电阻在理想的状态下等于输入回路的电阻,显然其阻值不可能太高,特别是当要求反相放大器的闭环增益较大时,输入回路的电阻取高阻值就更困难。 一味通过提高输入回路的电阻阻值来达到提高电路输入电阻的目的是不可行的 电流自举技术是提高反相放大器输入电阻行之有效的方法其设计思想是:设设法使反相放大器输入回路的电流由电路自法使反相放大器输入回路的电流由电路自身提供,则电路向信号源索取的电流将大身提供,则电路向信号源索取的电流将大大减小,相当于减小了整个电路的输入电大减小,相当于减小了整个电路的输入电流,从而提高了电路的输入电阻流,从而提高了电路的输入电阻 电路原理图见图2.1.8 图2.1.8 电流自举反相放大器 电路采用了两个集成运算放大器,其中A1为主放大器,进行正常的反相比例运算,A2为自举放大器,作用是向输入回路提供自举电流电路的输入电阻为 显然当R=R1时 Rin→∞,实际上R与R1总有一定的偏差,为防止电路振荡,还要求R>R1确保Rin为正值,因此Rin为有限值,但阻值可达到相当高的数值((2)提高基本放大器的输出电压)提高基本放大器的输出电压 普通运算放大器所允许的输出电压最大为±18V,当要求运算电路输出电压大于±18V时,需要对采用普通集成运算放大器的电路进行扩展设计,以提高电路的输出电压,构成高压放大器。 电路如图2.1.9所示图 2.1.9 应用普通运放设计的高压反相放大器 电路的设计思想是:在保证运放正负在保证运放正负电源差为电源差为30V30V的前提下,使运放的电源电的前提下,使运放的电源电压跟随电路的输出电压浮动压跟随电路的输出电压浮动 运放的正电源电压为 运放的负电源电压为 静态时Vo=0V,运放的正负电源电压为±15V;动态时运放的正负电源电压随输出电压的浮动而浮动,但两者的差值始终为30V在这样的设计下电路就能输出高压,且电路的运算方式与基本的反相放大器完全相同 3. 积分放大器积分放大器 积分在现代测量中有着极其重要的应用例如多斜式积分式A/D转换器、高精度时分割乘法器等便是积分器的重要应用1)基本积分放大器)基本积分放大器 将基本反相放大器中的反馈回路的元件采用电容,而输入回路元件采用电阻,即构成了基本积分放大器图2.1.13 基本积分放大器 运算关系为 实现精确积分的前提条件是反相端的虚地,如果反相端偏离了虚地,则将导致积分误差 电路中同相端的补偿电阻Rp如何取值,也要依据使运放偏置电流的误差被消除这一原则来选取。 积分器的输出电压和输出电流要受到积分器的输出电压和输出电流要受到运放额定输出电压和额定输出电流的限制运放额定输出电压和额定输出电流的限制 具体设负载电流为iL,则 例例 已知基本积分器的输入回路电阻Rf=10kΩ,积分电容CF=0.1μF,积分器的最大负载电流为±2.5mA,运放的额定值为Vomax=10V,Iomax=5mA问: (1)当输入电压为直流电压时,输入电压的最大值为多少?对积分的时间有何限制? (2)若输入电压为交流电压Vin(t)=Vmsinωt时,对信号的频率有何限制? 解解1:(1)求输入电压的最大值 令 即输入电压允许的最大直流电压为25V (2)求积分的时间限制 由于 该结果说明由于额定输出电压的限制,积分器输入电压与积分时间的乘积不能超过0.01V·sec,输入电压为最大电压25V时,积分时间不能超过0.4ms 解解2::令 结果说明交流输入信号的频率受到交流信号幅值的制约,幅度越大,频率要求越高2))积分器的误差分析积分器的误差分析((1)失调和漂移引起的误差)失调和漂移引起的误差——积分漂移积分漂移 首先建立等效电路图如图2.1.14所示。 对运放反相端应用KCL 有 图2.1.14 考虑失调及漂移的积分放大器解之得 由此可得积分器的输出误差为 令 因此补偿电阻的选取与反相放大器不同,其值与偏置电流的比值有关,这种取值方法理论上可行,而实际上难以实现,好在一般对运放而言Ibn≈Ibp,故一般我们取Rp=Rf 在这样的取值条件下,输出误差电压为 由此我们可以看到,在实际积分器中,即使输入信号为零,输出信号也不为零,失调电压和失调电流及其它们的漂移,均会导致积分器输出电压向一个方向变去,这就是积分漂移现象积分漂移”会在不同程度上影响积分器的正常工作 首先,“积分漂移”将使积分电容上的初始电荷不为零,从而轻则限定积分时间的长短,重则使放大器进入饱和,无法正常进行积分运算 其次,“积分漂移”的物理本质是失调及漂移电压的积分,这就相当于在输入信号上叠加了额外的输入电压,因而实际的积分电压被修改了,从而对相同的积分输出电压而言,其积分时间被改变了 减少积分漂移的主要措施有: ①应选用失调及其漂移小的运算放大器,特别是对放大器的偏置电流Ib和失调电流Ios指标要慎重。 在要求比较高的场合应选用斩波稳零式运放 ②根据实际情况选用适当的补偿条件用补偿电阻Rp降低偏置电流的影响为了降低Ib漂移的影响还可采用电路上的补偿方式图2.1.15给出了Ib的补偿电路 图 2.1.15 补偿运放偏置电流电路 图中由电阻R1向负输入端提供电流,以抵消Ibn调整电位器R2可使补偿电流与Ibn完全相等,从而使流入积分电容器的Ib为零,消除了Ib的影响图中二极管D为硅二极管,起稳压管作用采用二极管的原因是二极管压降的温度漂移与运放Ib的温度漂移比较接近,这样可以在温度变化时使温度补偿作用更为有效在0℃~70℃的温域内通过补偿约可将Ib减少一个数量级 ③积分时间常数τF一定的条件下,应尽可能将积分电容CF选大但电容量大的电容器泄露电阻小,所旁路的积分电流或泄露电流加大,将引入新的积分运算误差;τF一定时,CF的加大将导致Rf的减少,电路的输入电阻减少;在输出电流有限的条件下,CF加大会降低积分速度,引起动态误差 因此这项措施要综合各种因素后决定 ④设计自动校零电路补偿积分漂移电路如图2.1.16 图2.1.16具有自动校零功能的积分器 积分器工作分两步: 第一步是校零阶段,将S1接至地端,S2闭合,积分电容CF被强制复位,确保其初始电荷为零,失调电压对校零电容CAZ充电,平衡后VCAZ=Vos; 第二步是信号积分阶段,将S1接至输入Vin,S2断开,积分电流(积分器输入回路电流)为 显然,消除了Vos的影响,从而补偿了积分漂移。 ((2)动态误差)动态误差 ①实际积分器的频率特性 设运放具有单极点的频率特性,可以推导出实际积分器的频率特性为 因此,实际积分器的频率特性具有两个极点,与理想积分器差别较大 图2.1.17中绘出运算放大器,理想积分放大器和实际积分放大器的对数幅频特性由图中可知,实际积分放大器与理想积分放大器的幅频特性之间的主要差别在低频段和高频段 在低频段,由于ω< ②频域误差 当积分器的输入信号为正弦信号时,实际积分器将产生频域误差此时实际积分器的频率特性为 幅频特性和相频特性分别为 幅度相对误差δ(ω)和相位误差ΔΦ(ω)分别为 a)低频段指信号角频率小于转折频率ωGB/Ao的频段此时有ω< 器的开环增益带宽积和开环增益 ③时域误差 设输入阶跃信号为 积分器输出的拉氏变换为 拉氏反变换后得 考虑到积分放大器的额定工作范围有限,积分时间有限,所以有实际意义的瞬态时间并不长,故当t<< AoτF时,有 对比可知理想积分放大器和实际积分放大器的阶跃响应差别发生在响应的初期和响应的后期 在响应初期,t很小 表明与理想情况相比,实际响应有一时间滞后 该滞后决定于运算放大器的增益带宽积AoωBW,显然加大运放的增益带宽积,可降低该时间滞后 在响应后期,t>>1 与理想情况相比,随着积分时间的加长,积分误差加大,响应特性的斜率在数值上越来越小为了减少此项误差,应加大运算放大器的开环增益Ao ④最大积分速度 由于运放的输出电流受额定输出电流Iomax的限制,故积分电容的充电电流也受到Iomax的限制,从而限制了积分器的最大积分速度,即故积分器的最大积分速度为 ⑤电容器的介质吸附效应引起的动态误差 实际电容器不能简单地看成一个理想电容,从实际效果看,它相当于一个复杂的阻容网络。 图2.1.18 实际电容的仿真电路 图中C为理想电容值,Ro为电容器的泄漏电阻,其余的阻容网络则为介质吸附效应的仿真 这些阻容电路的时间常数相差很大,因而在充电过程中如果停止充电,则各个电容之间需要有一个电荷平衡的过程,之后才会稳定于某个数值上,产生误差 由此可见,实际电容器两端的电压不实际电容器两端的电压不仅与现在的外界条件有关,还与它过去的仅与现在的外界条件有关,还与它过去的状态有关状态有关它将引起运算误差并使起始条件不准 图2.1.19 考虑了电容器吸附效应的积分器 图2.1.19是考虑了电容器吸附效应后的基本积分运算放大器,它的闭环增益为 可见,积分电容器的介质吸附效应也会产生误差,其包括频域误差和时域误差 结论:在选择积分电容时,除了要考在选择积分电容时,除了要考虑容量因素,还要考虑电容的非理想性虑容量因素,还要考虑电容的非理想性(包括泄漏电阻和介质吸附效应),总体(包括泄漏电阻和介质吸附效应),总体来说要选择高泄漏电阻及低介质吸附效应来说要选择高泄漏电阻及低介质吸附效应的电容器,以降低积分器的运算误差。 的电容器,以降低积分器的运算误差 目前的电容产品中,聚苯乙烯聚苯乙烯,聚四聚四氟乙烯氟乙烯电容,钽电容钽电容和聚碳酸脂聚碳酸脂电容有较高的泄漏电阻和较弱的介质吸附效应 4. 微分放大器微分放大器 微分放大器用来对输入信号实现微分运算,将基本放大器中的输入回路电阻与反馈回路电容的位置相互对换,就组成了简单的微分放大器如图2.1.20所示 图2.1.20 微分放大器原理图电路输出为令 称为微分放大器的时间常数,则 1)基本微分放大器存在的问题)基本微分放大器存在的问题 设运算放大器具有单极点频率特性,当Ao>>1时,微分放大器的实际闭环增益为 结果说明原理性基本微分放大器是一二阶系统其固有振荡频率ωn和阻尼系数ξ分别为 ((1)频域及时域的问题)频域及时域的问题 原理性基本微分放大器的幅频特性为 因为总有 因此根据ξ的表达式可知,阻尼系数ξ<<1即原理性基本微分放大器是一欠阻尼的二阶系统 为了便于比较将基本微分放大器、运算放大器及理想微分放大器的幅频特性同时绘于图2.1.21中。 图2.1.21 原理性基本微分器的幅频特性 当ω<<ωn时,有此时微分器的频率特性与理想微分器近似,两者幅频特性基本重合 当ω>>ωn 时,有 此时微分器的频率特性与运算放大器的开环频率特性近似,两者幅频特性基本重合 当ω在ωn附近时,幅频特性出现共振峰,即发生共振,共振频率就是ωn,由于共振峰的存在,将使微分器的斜坡响应发生振荡,稳定性很差,无法正常应用 从时域上看,在ξ<1的条件下,基本微分器的传递函数可近似为 设输入信号为斜坡电压输出为微分器的时域响应 斜坡响应为 斜坡响应曲线见图图2.1.22,很明显,实际的斜坡响应为指数衰减振荡,它与理想情况偏离太大图2.1.22 原理性微分器的斜坡响应1—理想斜坡响应;2—实际斜坡响应 ((2)高频噪声问题)高频噪声问题 由于微分器在ωn附近产生共振,增益出现共振峰因而即使输入信号中不包含频率在ωn附近的高频分量,运算放大器本身的频率在ωn附近的高频噪声也将被放大,因此,高频噪声完全有可能将有效信号淹没,使微分器无法正常工作。 ((3)输入阻抗问题)输入阻抗问题 基本微分器的输入阻抗为 ,高频时阻抗偏低,这是微分器的缺点 以上三类问题,尤其是前两类问题,如不采用电路上的措施是无法使基本微分器实用的因而真正实用的微分器必须对基本微分器作出改进 2)原理性微分放大器的补偿)原理性微分放大器的补偿 补偿的原则是使阻尼系数ξ趋近于一 ((1)简单的补偿方法)简单的补偿方法 在基本微分放大器的输入回路中串入一只电阻Rf,即可提高ξ值使之等于或接近于一电路为图2.1.23所示图2.1.23 补偿后的微分放大器电路的ωn与ξ的表达式为 式中令ξ=1,并考虑到Ao>>1 可得由此可得因此加入Rf后ξ可为1,从而达到补偿的目的,消除共振 补偿后的频率特性为经比较可知 由比较结果可知补偿后共振峰消失了,补偿后的微分器的频率特性示于图2.1.24中 图2.1.24 补偿后积分器、运放及理想积分器的幅频特性 在时域内ξ=1时的传递函数是其斜坡响应为可求得 显然此时斜坡响应也无振荡,为指数上升曲线,其终值为aτF,这种特性与运放正常响应特性近似,是具有实用价值的。 为了更加接近理想响应,获得更陡的上升沿,可将ξ选得略小于1,这时响应特性将略有过冲,如图2.1.25所示 图2.1.25 斜坡响应特性1——理想的斜坡响应 2——ξ=1的斜坡响应 ((2)为抑制高频噪声的进一步补偿)为抑制高频噪声的进一步补偿 当微分器的工作频率不高时,为了更好地抑制高频噪声,除可加入Rf补偿外,还可以在反馈电阻两端并联一电容Cf,进一步补偿,电路如图2.1.26所示 补偿的思路是:使微分器的频率特性在没有达到高频时提前按–20dB/10倍频衰减,从而进一步降低高频噪声 图2.1.26微分器高频噪声的进一步抑制闭环增益为取得与上式相对应的幅频特性于图2.1.27中 图2.1.27 高频噪声的进一步抑制后的幅频特性 1——运放的开环幅频特性 2——理想积分器的幅频特性 3——补偿后积分器的幅频特性 采取了上述补偿措施后,高频噪声大大抑制了,但由于ω>ωn后,实际特性远远偏离了理想特性,将产生较大的频域误差和时域误差因此输入信号的频率还不应超过,ωn这也就限制了微分器的带宽。 3)其他问题)其他问题 与积分器相比,微分器中,失调及漂移引入的误差影响很小,远不为积分器那样严重这主要是因为失调及漂移的微分近似为零所致,失调及漂移引入的误差为 故微分器中失调及漂移对运算精度的影响处于次要地位运放本身的噪声及动态误差占据主要地位 5. 对数和反对数放大器对数和反对数放大器1)对数放大器)对数放大器 对数放大器是能对输入信号实行对数运算的放大器,它是一种应用较广泛的非线性函数放大器电路如图2.1.28所示图2.1.28反相型实用对数放大器 图中T1、T2组成差分对管,温度特性一致,反向电流相等,RT为热敏电阻电路输出电压为 结果显示,采用对管后消除了饱和电流对运算精度的影响热敏电阻RT用于补偿E0的温度特性,从式中可知RT应与E0具有统一极性的温度系数当E0受温度影响变大的时候,RT也变大,从而减少比例系数,使Vo不变,达到温度补偿的目的 图示电路只适用于正极性输入信号,若要对反极性的输入信号实现对数运算,则应将对数晶体管和电源E的极性反接 在实际运算中,温度补偿管T2的集–基极电压实际不为零,所以在小电流下很难保证精确的对数关系,从而带来一定的运算误差。 这类电路的对数工作范围约有五个数量级,精度在1%左右2)电流比对数放大器)电流比对数放大器 电路图如图2.1.29所示图2.1.29 电流比的对数变换 设I1很小,则 显然图示电路实现了电流比的对数运算该电路若I1不足够小,则I1对分压器的负载效应比较大,直接影响对数运算精度电路中为补偿E0的温敏特性应将R1选为温度特性与E0一致的热敏电阻 3)反对数放大器)反对数放大器 原理图如图2.1.30所示 A1是主放大器,T2和热敏电阻RT是温度补偿元件,输入电压经分压后加到T2的基极,由于辅助放大器A2的作用,使对数管T1的发射极电压与输入电压成正比,随后再由A1实现反对数变换 图2.1.30 实际反对数放大器电路输出为 上式是T1、T2为对管的前提下得到的,Eo的温度补偿由RT热敏电阻实现,RT的温度系数应与Eo的温度系数同极性同样该电路要求输入电压为正,若为负则对管和电源极性应反接 6. 乘法及除法放大器乘法及除法放大器1)乘法放大器)乘法放大器 乘法放大器能对两个输入信号实现乘法运算,它也是许多应用电路的基础电路实现乘法运算的方法很多,它包括对数反对数型,变跨导式以及时分割乘法器。 ((1)对数反对数型乘法器)对数反对数型乘法器 由对数电路实现乘法运算的数学原理是 原理框图如图2.1.30图2.1.30 对数反对数型乘法器框图 根据这一思想设计的对数反对数型乘法器的原理电路如图2.1.31对数放大器1对数放大器2加法器反对数放大器图2.1.31对数反对数乘法器原理图选择T1A和T1B、T2A和T2B为对管,则有 结果说明,图示电路实现了Vx与Vy的相乘为了实现四象限乘法,设置了其中Vxos与Vyos,用于偏置Vx与Vy只要Vxos与Vyos小于零,且满足|Vxos|>|Vx|max,|Vyos|>|Vy|max,Vx与Vy即可不受极性限制,实现四象限乘法((2)变跨导式模拟乘法器)变跨导式模拟乘法器 这是目前集成模拟乘法器的主流形式,该形式的四象限乘法器的原理电路见图2.1.32前级电路为吉尔伯特电路,用于补偿非线性及温度漂移 由图当ISD1=ISD2时,有图2.1.32 四象限变跨导乘法器原理图 故可得 同理可得可知图2.1.32所示电路实现了温度补偿后的线性四象限乘法。 2)除法放大器)除法放大器 除法为乘法的逆运算,它可由乘法器实现原理电路见图2.1.33图2.1.33 乘法器实现的除法运算电路由图可得 解之得上式说明,图示电路实现了除法运算 7. 测量放大器测量放大器 测量放大器广泛应用于各种测量、控制系统中,其作用是放大传感器输出的信号,结构形式是多种多样的测量放大器经历了分立元件、集成运算放大器组合和单片集成几个阶段目前集成运放组合式和单片集成式由于其性能优越,组合灵活而成为测量放大器的构成形式 测量放大器的基本要求为 ①输入阻抗应与传感器的输出阻抗相匹配; ②低输入失调电压、失调电流及它们的漂移; ③高共模抑制比,高输入共模电压范围; ④低噪声; ⑤高度稳定的闭环增益,且在一定范围内可调; ⑥足够的带宽和转换速率,以便对瞬变信号进行无畸变放大; ⑦线性好,精度高 1)差动放大器)差动放大器((1)基本差动放大器)基本差动放大器 基本差动放大器电路如图2.1.34所示 图2.1.34 基本差动放大器原理图 在实际的测量环境中,不仅仅存在差模输入信号Vin1、Vin2,还存在共模输入Vinc,放大器的输出是两种信号共同作用的结果,输出信号是两种信号单独作用的叠加。 双端输入信号Vin1、Vin2单独作用时有 : 共模干扰输入Vinc单独作用时有:为了消除共模电压误差以及补偿平均偏置电流应有:解之得 这就是基本差动放大器外部电路的匹配条件 由此得出结论,在理想情况下,欲使基本差动放大器实现其放大差动信号抑制共模信号的功能,其外部电路应满足上式的匹配条件 ①基本差动放大器存在的问题 a)输入电阻 由于存在高阻值电阻问题,基本差动放大器的差模与共模输入电阻均不可能高 b)共模抑制 基本差动放大器的实际共模抑制能力取决于两个因素,一个是运放本身的共模抑制比,另一个是电阻的匹配问题 单独考虑电阻匹配精度影响时,设各电阻的匹配公差分别为 此时,由电阻失配限定的电路的共模抑制比为 单独考虑运放的共模抑制比时的等效电路图如图2.1.35 图2.1.35考虑运放共模抑制比时的等效电路图 可求得总的共模输出电压为总的共模增益为总的共模抑制比为 结果说明由于电阻的失配和运放的共模抑制比的影响,电路的共模抑制比的提高受到限制,从而不可能太高,若考虑外界现场干扰因素的影响,CMRR将进一步降低。 ②运算误差 仅考虑失调、漂移及共模抑制比等因素时,等效电路图如图2.1.36 由图可得图2.1.36 基本差动放大器的运算误差 解之得折算到输入端的输入误差电压为 基本差动放大器的实际输出为 ③基本差动放大器的增益调节 为了调节基本差动放大器的增益,需要改动电路结构,电路如图2.1.37所示 电路的闭环增益为 只要调节电位器即可调节闭环增益该电路得优点是调节增益简单,但缺点是调节特性是非线性的 图2.1.37 增益可调的基本差动放大器((2)同相并联差动放大器)同相并联差动放大器 电路如图2.1.38所示该电路由两部分组成,第一部分为同相并联双端输入双端输出差动放大器,第二部分为基本差动放大器 ①闭环增益为 图2.1.38 同相并联差动放大器 ②共模抑制比 表达式为式中CMRR12为第一级共模抑制比,CMRR3为运放A3的共模抑制比, ③失调及漂移误差 考虑三个运放的失调及漂移时,依据等效模型可得: 故失调及漂移引入的输出误差为 ④总结 a)前级运放在参数上要匹配。 前级运放在参数上要匹配 b)为了提高共模抑制比,在电路的设为了提高共模抑制比,在电路的设计上要注意以下几点:计上要注意以下几点: ·前级运放的共模抑制比要选择尽量相前级运放的共模抑制比要选择尽量相等 ·提高前级增益提高前级增益AF1,使之在总增益中,使之在总增益中占有大比重占有大比重 ·后级运放的后级运放的CMRR3要高,电阻要匹要高,电阻要匹配((3)差动放大器共模抑制能力的进一步)差动放大器共模抑制能力的进一步研究研究 ①输入屏蔽电缆分布电容对电路共模抑制能力的影响 实际工业现场的测量,被测信号往往是通过长距离的屏蔽电缆输入到测量放大器的,在输入电缆与电缆屏蔽层之间有着可观的屏蔽电容 一般屏蔽层接地,屏蔽电容就成了放大器输入端对地的电容,屏蔽电容与放大器本身的输入电容并联,构成了放大器两个输入端对地之间的电容 当电容不相等时,现场的共模干扰电压将转换成差模干扰电压进入到测量放大器,此时电路的共模抑制比将进一步下降以上现象可用图2.1.39进行说明 图2.1.39 输入电缆屏蔽电容的影响 当屏蔽层接地时,屏蔽电容与输入电容并联构成输入电容C1=Cx1+Ci1 ,C2=Cx2+Ci2。 在这样的等效下,放大器的输入共模电压被转换成为差模电压,其值为: 共模增益为则由屏蔽电容引起的共模抑制比 结果说明:由于电路输入电缆分布参数的不对称产生的共模抑制比是频率是函数当共模电压为直流时,分布参数对直流共模电压没有影响,而当共模电压为交流时,共模抑制比能力将下降,且交流干扰频率越高,影响越大,共模抑制比下降越快 ②消除屏蔽电容的影响 让屏蔽层不接地,而是由共模电压驱动,就可解决共模电压被分压的问题,共模电压就不能转化为差模电压,故抑制了共模抑制比的下降电路见图2.1.40共模电压可通过取Vo1和Vo2的平均值获得,图中的两个R电阻即是平均值获取电路 图2.1.40共模电压驱动屏蔽层消除屏蔽电容影响 ③进一步提高差动放大器的共模抑制能力 电缆屏蔽电容的影响消除后,电路的共模抑制能力仍受放大器本身共模抑制比的限制,无法有较大的提高另一方面放大器的最大允许共模输入电压较低,当现场共模干扰较大时,放大器无法承受,从而无法正常工作采用共模自举技术可以采用共模自举技术可以进一步提高共模抑制能力,并使放大器能进一步提高共模抑制能力,并使放大器能承受高共模电压。 承受高共模电压 共模自举技术的设计思想:使放大器使放大器的电源中性点浮动至共模电压,此时放大的电源中性点浮动至共模电压,此时放大器的信号地为共模电压,因此对放大器而器的信号地为共模电压,因此对放大器而言,共模电压作用已削弱至可以忽略的近言,共模电压作用已削弱至可以忽略的近似零值的程度,而差模信号正常放大似零值的程度,而差模信号正常放大 采用共模自举技术的同相并联差动放大器如图2.1.41所示,运放A4的输出作为前级放大器运放A1,A2的电源中性点,即信号地,使运放A1,A2的电源跟随Vc2浮动 图2.1.41 共模自举同相并联差动放大器 前级电路共模自举后,整个电路的共模抑制比为其在形式上与没有自举前电路的共模抑制比完全相同,但是自举后前级的共模抑制比是没有自举的共模抑制比的CMRR4倍,因此整个电路的共模抑制比大大增加了 实践表明采用共模自举技术后,在相同的闭环增益下,可使同相并联输入差动放大器的共模抑制比增大20~40dB 电路中A4是电压跟随器,当输入共模电压小于12伏时,图示电路即可,但若共模电压较高时(12V~几百伏),那么图示电路是无法正常工作的,此时应采用高压跟随器。 必须指出:由于第二级没有自举,它所承受的共模电压受到运放的最大共模输入电压的限制,第二级电路中的运放的输入共模电压为因此有 上式说明第二级的增益当电路的输入共模电压为高电压时,必须小于1,具体数值是由输入共模电压和运放的Vicm决定的 2)电荷放大器)电荷放大器 电荷放大器,就是输出电压正比于输入电荷的一种放大器,其主要特点是它与压电晶体传感器连接后不影响所产生的电荷量,且测量灵敏度与电缆的长度无关1)电荷放大器的基本原理)电荷放大器的基本原理 压电传感器可用一个直流电源和一个与它串联的阻容网络等效,等效电路见图2.1.41 图2.1.41 压电传感器等效电路 电容上的电压V,电荷量Q和电容Cq之间的关系为 通常Rq很大,所以产生的电荷能较长时间保存,但如果外接的电阻很小,传感器受力后所产生的电荷就会以时间常数(Rq//RL)Cq,按指数规律很快放电,因此与压电传感器连接的电荷放大器必须具有高阻抗 电荷放大器和压电传感器的连接原理图如图2.1.42所示 图2.1.42 电荷放大器的原理图 图中CF为反馈电容,RF为反馈电阻,作用是避免放大器饱和,C为传感器电容和电缆电容的并联,R为压电传感器的内阻与缆线绝缘电阻的并联。 密勒等效后的电路图为图2.1.43 电荷放大器的密勒等效 图中由图可求得近似得 通常在选择参数时使1/RF<<ωCF,故电荷放大器的输出 输出电压近似与电荷成正比,调节反馈电容CF可改变输出电压Vo的大小 反馈电容反馈电容CF的作用是处于核心的地位的作用是处于核心的地位的,其必须采用高质量电容,其要求与积的,其必须采用高质量电容,其要求与积分器的积分电容的要求是一致的分器的积分电容的要求是一致的((2)电荷放大器的特性分析)电荷放大器的特性分析 电荷放大器的输出为说明电荷放大器的输出不仅取决于电荷量,还与反馈网络参数及信号频率有关系当 时 Vo与频率无关,电荷放大器的频率特性由运放决定,其上限频率为式中Rk和Ck为电缆的等效电阻和等效电容,Cq为传感器的等效电容 下限频率为 ((3)高压测量)高压测量 利用电荷放大器的原理,可以测定上千伏直流高压设计思路:采用一电荷转采用一电荷转移电路,对高压进行精确的分压,把一个移电路,对高压进行精确的分压,把一个小的高压电容器上的电荷转移到一个大的小的高压电容器上的电荷转移到一个大的低电压电容器上,而大电容接在运算放大低电压电容器上,而大电容接在运算放大器的反馈回路中。 器的反馈回路中 输出电压为图2.1.44 10kV高压测量电路原理图 测量准确度要求C1和C2的比值稳定,并不要求采用高精度电容3)电桥放大器)电桥放大器 工业测量中,通常将非电量转换成电量后进行测量,而传感器经常接成电桥的形式,通过测量电桥的失衡,达到测量的目的电桥放大器是测量电桥失衡性的放大器((1)) 倒相输入电桥放大器倒相输入电桥放大器 电路如图2.1.45图2.1.45 倒相输入电桥放大器 由电桥不平衡引起的电桥输出电压 若运放为理想运放有当δ<<1时 结果说明当δ<<1时,电桥放大器的输出电压正比于电阻的相对变量,从而测出引起δ的被测量的数值这种电路的优点是,电路对电桥的不平衡电压有放大作用,且放大倍数与电桥电阻R无关,可以用电位器调节2)) 宽偏差电桥放大器宽偏差电桥放大器 电路如图2.1.46所示 图2.1.46 宽偏差电桥放大器 由电路依据叠加原理得 优点:电路输出电压与电阻的相对变优点:电路输出电压与电阻的相对变量量δ成线性关系,适合于电阻变化大的场成线性关系,适合于电阻变化大的场合。 合 注意:运放承受的共模电压,故要选注意:运放承受的共模电压,故要选择高共模输入电压的运放,且共模抑制比择高共模输入电压的运放,且共模抑制比要高((3)) 差动输入电桥放大器差动输入电桥放大器 图2.1.47 差动输入电桥放大器 当RF>>R,δ<<1时缺点: ①灵敏度和电桥电阻有关 ②运放承受共模电压,因而对运放的Vicm和CMRR要求高共模电压等于V+,是由于参考电压引起的 ③失调及漂移会引起误差8. 隔离放大器隔离放大器 隔离放大电路是一种特殊的测量放大电路,其输入、输出和电源电路之间没有直接的电路耦合,即信号在传输过程中没有公共的接地端 常用的隔离放大器主要有电磁(变压器)隔离、光隔离和电容隔离三种隔离方式 隔离放大器由输入放大器、输出放大器、隔离器以及隔离电源等几部分组成如图2.1.48所示 图2.1.48 隔离放大器的基本组成及符号 电路的输出电压Vo为 式中: Aid和Vid 分别为输入级的差模增益和输入端的差模电压; Vinc为对输入端公共地的输入级共模电压; Viso为隔离模电压,系指在隔离器两端或输入端与输出端两公共地之间能承受的共模电压,它对误差影响较大。 通常额定的隔离峰值电压高达5000V; CMRRi 为输入级的共模抑制比 ; IMRR为由输入端公共地到输出端公共地的隔离膜抑制比2.1.2 集成专用测量电路及应用集成专用测量电路及应用1. 集成对数反对数放大器集成对数反对数放大器1)集成对数放大器)集成对数放大器LOG101((1)概述)概述 LOG101是美国 BB公司生产的精密集成对数和对数比放大器它具有动态范围宽、低直流失调电压、低温度漂移等特点,可用于通讯仪器、分析仪器、医学仪器、工业测试仪器和通用仪器中内部结构框图见图2.1.49图2.1.49 LOG101的内部结构框图 ((2)工作原理)工作原理 放大器输入为两路电流I1、I2,输出为Vo,I1和I2中的一路输入作为被测量电流,另一路输入作为参考电流,一般I1为被测量电流,I2为参考电流根据内部电路可知T1与T2匹配运算关系为((3)应用)应用 ①基本连接 见图2.1.50图2.1.50 LOG101的基本连接 该芯片的输入为两路电流,电流输入范围是100pA~3.5mA,若输入电流超出此范围将降低芯片的性能,当大于3.5mA时将加大非线性,当小于100pA时,芯片输入偏置电流引入的误差不能忽略。 偏置电流的补偿由电位器RP1、R1和RP2、R2构成的调零电路实现但这种补偿方法要求温度稳定,当温度变较大时,该方法的补偿效果不理想 a)基准电流:图2.1.51示出了一种具有温度补偿的基准电流源图中基准电流为图2.1.51 具有温度补偿的基准电流源 b)频率补偿频率补偿是通过在引脚3和引脚8之间接电容Cc实现,电容的大小是输入电流的函数电容的最小值根据电流I2的最大值和电流I1的最小值确定,实际取值时应大于最大值 c)负电流输入LOG101的输入电流应为正(由外向内流),当输入为负电流时,应采取措施将电流改变为等值正电流,转换电路见图2.1.52 图2.1.52 负电流转换正电流变换电路 d)电压输入当输入为电压时,可以通过在输入电压和电流输入端之间串联一电阻方式处理,但输入动态范围被限制在3个数量级内 ②吸收系数测量 测量电路如图2.1.53D1和D2为光敏二极管入射光一路直接照射到D2上,一路经样本物质透射后照射到D1上,照射的光强λ与引起的光敏二极管的电流成正比图2.1.53 吸收系数的测量 样本的吸收系数为式中λ是光强,λ’是经过样本后的光强只要D1和D2匹配,就有 ∝因此吸收系数A∝ ③数据压缩 设参考电流IREF=10nA,被测电压经1k的串联电阻转换成电流I1, I1=10-3Vin(A);又设后续 A/D为12位A/D,满量程为5V,则分辨力为5/212(V)。 根据对数运算关系有 上式中的Vo是对数放大器的输出,同时也是A/D转换器的输入 当Vo=5V时,Vin=1V;当Vo=5/212V时,Vin<10-5V这个结果说明,若将LOG101与12位A/D的级联看成一个A/D转换器,则这个A/D转换器的输入电压范围为10-5V~1V,这相当于一个20位的A/D转换器,即由于使用了对数放大器,A/D转换器的动态范围被展宽了 2. 集成乘法放大器及应用集成乘法放大器及应用1))AD534精密模拟乘法器精密模拟乘法器 ((1)概述)概述 AD534是美国AnalogDevice公司生产的集成模拟乘法放大器,芯片具有很高的乘法精度,可以取代原先较为昂贵的组合式或模块式高精度乘法器,其主要特点是: ①在没有外部调整的情况下,最大乘法运算误差为±0.25%; ②差分输入且具有高阻抗; ③优良的长期稳定性; ④低噪声设计:90μVrms,10Hz-10kHz ; ⑤标度因子可调节,增益可达100; ⑥可以用于乘法、除法、平方和均方根运算。 ((2)功能描述)功能描述 AD534的功能框图如图2.1.54所示其传递函数是式中A=输出放大器的开环增益,直流典型值为70dB X,Y,Z为输入电压(满度值为±SF,峰值为±1.25SF) SF为标度因子,预设值为10V,可由用户调节至3V图2.1.54 AD534功能框图 在大多数情况下,开环增益可视为无穷大, SF为10V,AD534的工作可由下面的方程描述 用户在SF和-VS引脚之间接一外部电阻与电位器的串联元件,可调节SF在10.00V与3V之间变化,接入的总电阻值与 SF的关系为 ((3)应用)应用 ①乘法器 乘法器的基本连接如图2.1.55所示按电路可得,输出输入的关系为 图2.1.55 乘法器的基本连接 ②除法器 除法器的基本连接如图2.1.56所示图2.1.56 除法器的基本连接 输出输入的关系为 ③平方根运算电路 平方根运算电路如图2.1.57所示输出表达式为 图2.1.57 平方根运算电路 2))AD538实时模拟运算元件(实时模拟运算元件(ACU)) ((1)概述)概述 AD538是可以进行模拟乘法、除法和指数运算的单片实时模拟运算元件,具有低输入输出失调电压,在宽的动态范围内具有优秀的线性度及准确的运算精度。 乘法及除法运算误差低于0.25%,输出失调电压小于100μV,实时模拟信号处理带宽达到400kHz ((2)功能介绍)功能介绍 AD538的引脚及内部功能框图如图2.1.58所示 运算关系为这里0.2 图(b)是开方运算电路,将对数比放大器输出经RB、RC衰减后输入给C,衰减比为m,由于m<1,实现了开方运算3. 单片集成测量放大器单片集成测量放大器1))AD620低成本、低功耗测量放大器低成本、低功耗测量放大器 ((1)概述)概述 主要性能如下 : ①输入失调电压≤50μV; ②输入失调电压漂移≤0.6μV/℃; ③输入失调电流≤1.0nA; ④共模抑制比CMRR≥100dB; ⑤建立时间为15μs 芯片的引脚图见图图2.1.61 图2.1.61 AD620引脚图 ((2)应用)应用 ①基本连接 基本连接如图2.1.62所示在基本连接方式下,电路的输入输出关系为: 图2.1.62 AD620的基本连接 ②精密V/I转换 电路如图2.1.63所示电路从负载的输入点取出电位经电压跟随接入 AD620的5脚,作为AD620的基准,这样电路的输出负载电流为实现了精密V/I转换 图2.1.63 精密V/I转换器 ③交流共模抑制 电路如图2.1.64所示。 在电路中将增益调节电阻RG一分为二,两个电阻的阻值相等均为RG/2,两个电阻的连接点的电位即是输入共模电压Vinc该共模电压经由A1构成的电压跟随器跟随后驱动屏蔽层 图2.1.64 输入电缆屏蔽层共模驱动2))INA115精密测量放大器精密测量放大器 ((1)概述)概述 芯片的主要技术指标如下: (1)输入失调电压≤50μV (2)输入失调漂移≤0.25μV/℃; (3)输入偏置电流≤2nA; (4)CMRR≥115dB INA115的引脚图如图2.1.65 所示 图2.1.65 INA115的引脚图((2)应用)应用 ①基本应用 基本连接方式见图 2.1.66 图2.1.66 INA115内部框图及基本连接 电路的输入输出关系为 ②心电图放大器 电路如图2.1.67所示人的左手接同相输入端(5脚),右手接反相输入端(4脚),右腿接共模信号驱动电路,构成ECGⅠ导联信号检测电路图2.1.67 具有右腿驱动的ECG放大器 4. 隔离放大器隔离放大器 1)光隔离放大器)光隔离放大器ISO100 ((1)概述)概述 主要技术指标为: (1)隔离电压≥2500V。 (2)泄漏电流≤0.3μA (3)隔离电阻为1012Ω (4)CMRR≥90dB (5)带宽为60kHz 芯片的内部结构框图如图2.1.68所示图2.1.68 ISO100内部结构图 ((2)单极性工作)单极性工作 电路如图2.1.69所示 图2.1.69 ISO100的单极性连接电路 输出电压为 单极性工作受到一些限制,其输人电流必须为负,才能使A1的输出驱动LED,这时输入电流必须比20nA更负,否则LED不能继续导通,环路也会不稳定 ((3)双极性工作)双极性工作 电路如图2.1.70所示图2.1.70 ISO100的双极性连接电路 ((4)应用举例)应用举例 ①精密应变测量的隔离放大器 电路见图2.1.71电路中IREF1流过电阻 R2、R3产生电桥的供电基准电压VREF=1V,由图示结构及参数可得式中δ是由应变引起的电阻的相对变化,当 时有图2.1.71 精密应变电桥隔离放大器 ②隔离型4~20mA变送器 电路见图2.1.72。 输出电流与输入电压之间的关系为式中 Va是与 IREF1相关的电位,调节电位器 R2即可调节Va的大小,可以达到调节输出满度电流(20mA)的目的零点电流(4mA)通过调节 Rin实现图2.1.72 隔离型4~20mA变送器 2)电容隔离放大器)电容隔离放大器 ISO106((1)概述)概述 主要技术指标为:①交流隔离电压≥3500Vrms, ②直流隔离电压≥4950V, ③泄漏电流≤1μA, ④隔离电阻为1014Ω, ⑤隔离电容为6pF, ⑥ IMRR≥125dB,⑦带宽为70kHz 图2.1.73 ISO106的内部原理框图 ((2)应用举例)应用举例 图2.1.74是ISO106用于构成 RTD温度放大器的电路原理图 电路的输出为 将元件参数代入并考虑热敏电阻的特性,放大器的输出电压为0.5V~2.5V电路的输出输出特性见图2.1.75图2.1.74 隔离型RTD温度放大器图2.1.75 输出-输入特性 3)) 变压器隔离放大器变压器隔离放大器AD210((1)概述)概述 主要技术指标为:①峰值隔离电压≤3500V, ②非线性≤0.012%, ③泄漏电流≤2μA, ④差模输入电阻为1012Ω, ⑤共模输入电阻为5GΩ, ⑥ IMRR=120dB, ⑦带宽为20kHz。 AD210的结构框图见图2.1.76 图2.1.76 AD210的结构框图 ((2)应用举例)应用举例 图2.1.77是隔离型热电偶放大器的例子图示电路为标准J型热电偶提供了放大、隔离和冷端补偿,AD590用于监测冷端温度,可用于环境温度为0℃~40℃时的冷端补偿补偿电压的范围是 放大器的总增益为183,其中A1部分为100,隔离放大器部分为1.83 图2.1.77 隔离型热电偶放大器 2.2 信号的电路处理技术信号的电路处理技术 2.1.1 线性化电路线性化电路 1. 1.电桥线性化电路电桥线性化电路 电路如图2.2.1 图2.2.1 电桥线性化电路 当电桥由于应变失去平衡时设运算放大器为理想运放有 显然,应变电桥放大器的输出Vo1与应变δ的关系是非线性的根据 AD534的运算关系有 式中b为电位器的调节比例系数两式合并有 选择电阻Rf、RF并调节电位器,可使此时有 结果说明,经过线性化电路处理后测量电路的输出与输入之间的关系为线性的 2. 铂电阻测量温度的线性化电路铂电阻测量温度的线性化电路 铂电阻测量温度的基本原理是,铂电阻的阻值是温度的函数,通过测量铂电阻的电阻值即可测量温度。 铂电阻的阻值与温度的关系是非线性的,通常可以用多项式表示式中R0是温度为0℃时的电阻值,其值与电阻型号有关分度号为Pt100时,R0值是100Ω 实际应用时用二次多项式表示铂电阻的阻值与温度的关系,即式中的系数a1、a2采用最小二乘法确定,对于 Pt100型铂电阻,在0℃~630.74℃内有因此有 下面介绍一种测量范围为0℃~500℃的线性化、宽温域的 Pt100测温电路电路如图2.2.2所示 电路由电压基准电路、线性化电路、差分放大电路和A/D转换电路组成图2.2.2 采用Pt100的0℃~500℃的线性化测温电路 基准电压VR=6.855V,该基准一方面作为线性化电路的输入,另一方面经分压后得到Va=287.1mV的补偿电压,同时又经分压产生A/D转换器的基准电压VREF 线性化电路由A2及外围电阻构成,RT是铂电阻,R是补偿电阻,RF=Rf,由电路可得解之可得要使Vo2与温度成线性关系,必须使即有由于可得可见,温度补偿电阻R也是温度的函数,在温度t1~tn的范围内对R求平均值有将t1=0℃,tn=500℃和a1,a2之值代入上式得此时有直线方程因将t=0℃,RT=100Ω代入得将t=500℃,RT=238.8Ω代入得于是有解之得因此有将VR=6855mV代入得Vo2和Va分别输给反相加法器,加法器的增益设定为–1 ,则其输出为Vo3=1.19t(mV)。 这就是温度测量电路的前置部分的最后输出电路的A/D转换器采用 ICL7106三位半 A/D转换器,其读数与输入电压的关系为这里为了实现温度值的直读,调节RP2使VREF=1.19V,则有结果说明A/D转换器的显示值就是温度值,只要将电压单位改为℃,即可实现温度的直接读数3. 热电偶测量温度的线性化电路热电偶测量温度的线性化电路 从电路设计的角度,要实现热电偶测温,必须解决两个关键问题 (1)热电势与温度之间的关系是非线性的,测量电路应当具有非线性校正功能 (2)分度表中的热电势是以热电偶的冷端温度为0℃时测定的,一般冷端温度为环境温度,测得的热电势与分度表中的热电势不同,必须设置冷端补偿电路 1)非线性校正)非线性校正 采用多项式线性化的方法,设温度为T,各项系数为a0,a1,…,an则热电偶的热电势E 可表示为将被测温度T用等值的电压VT表示,这就是线性化电路的设计依据 多项式幂次越高,精度越高,对应电路越复杂实际取到2次幂即可满足足够的精度K型热电偶在0℃~600℃范围内的热电势的近似表达式为为便于测量,将上式乘以10,得 将300℃的热电势12.207mV代入得Vo=2991.6mV(相当于299.2℃),将600℃的热电势24.902mV代入得Vo=6001.2mV(相当于600.1℃),由此可知,温度与输出电压为良好的线性关系。 采用加法器和平方电路即可实现线性化电路2)冷端补偿)冷端补偿 冷端补偿就是采用另外的温度传感器产生实际冷端温度对应的热电势,并将该电势与K型热电偶的热电势相加,作为热电偶的输出 由于冷端温度是变化的,因此需要产生的补偿电势应当是相当于K型热电偶温度系数的电压实验表明,K型热电偶的温度系数近似线性为40.44μV/℃,所以补偿电路应能够产生数值为40.44μV/℃×冷端温度冷端温度3)具有线性校正和冷端补偿的热电偶测温)具有线性校正和冷端补偿的热电偶测温电路电路 具有线性校正和冷端补偿的热电偶测量温度的实际电路见图2.2.3为便于电路设计,将前式改写为式中Va=249.952Vin图2.2.3 具有线性校正和冷端补偿的热电偶测温电路 电路中AD592、AD1403、电阻R1电位器RP1和RP2构成冷端温度补偿电路 AD592是半导体集成温度传感器,其输出是与温度成比例的电流,其灵敏度为1μA/K(相当于1μA/℃),0℃时的输出电流为273.15μA AD592的输出电流经RP1流入地,调节RP1使之电阻值为40.44Ω,则当环境温度为T时,RP1上的冷端补偿电压为 VB与热电偶的热电势相加即可补偿冷端温度。 但因在0℃时有273.15×40.44=11.04mV的补偿电压,还需设置后续电路消除该电压电路中采用 AD1403经R1和RP2分压后得到11.04mV的电压,将热电偶的输出电压与该电压进行差分运算,即可消除零点误差 图中A1构成差分放大器,其输出就是经冷端补偿后的热电偶热电势Vin的249.952倍Va=249.952Vin 线性化电路由集成单片实时模拟运算芯片AD538及反相加法器实现根据图示电路,AD538的输出为最终得电路输出为 加法器为三路输入反相加法器,Va经1:1反相后为一路输入;Vo1自AD538的8脚输出,为第二路输入;AD538芯片自带的10V基准输出为第三路输入调节RP4使R10/(R7+RP4)=0.0556,调节 RP5使R10/(R8+RP5)=0.776,根据反相加法器的运算关系可得电路的输出为前式实现了具有线性校正和冷端补偿的热电偶测温2.2.2 调制解调电路调制解调电路 1. 调制解调的功用与类型调制解调的功用与类型 在测量系统中调制和解调的作用是将测量信号从含有噪声的信号中分离出来。 在精密测量中,进入测量电路的除了传感器输出的测量信号外,还往往有各种噪声,通常噪声含有各种频率,即近乎于白噪声这时赋予测量信号一个特定的载波频率,只让以载波频率为中心的一个很窄的频带内的信号通过,就可以有效地抑制噪声 调制:就是用一个信号调制:就是用一个信号(调制信号调制信号)去去控制另一作为载体的信号控制另一作为载体的信号(载波信号载波信号),让,让后者的某一参数后者的某一参数(幅值、频率、相位、脉冲幅值、频率、相位、脉冲宽度等宽度等)按前者的值变化在测量系统中就按前者的值变化在测量系统中就是赋予测量信号一个特定的载波频率的过是赋予测量信号一个特定的载波频率的过程 解调:从已经调制的信号中提取反映解调:从已经调制的信号中提取反映被测量值的测量信号的过程被测量值的测量信号的过程 当采用高频正弦信号作为载波信号时,调制分为调幅、调频和调相三类而当采用脉冲信号作载波信号时,调制分为脉冲宽度调制、脉冲位置调制和脉冲幅度调制2. 调幅式测量电路调幅式测量电路1)调幅原理与方法)调幅原理与方法 调幅就是用调制信号x去控制高频载波信号的幅值。 常用的是线性调幅,即让调幅信号的幅值按调制信号x的线性函数变化调幅信号us的一般表达式为 式中 ωc——载波信号的角频率; Vm——调幅信号中载波信号的幅值; m——调制度 调制信号x可以按任意规律变化,设调制信号x为角频率为Ω的余弦信号x=XmcosΩt则调幅信号为 它包含三个不同频率的信号:角频率为ωc的载波信号Vmcosωct 和角频率分别为ωc±Ω的上下边频信号载波信号中不含调制信号,即不含被测量x的信息,因此可以取Vm=0,即只保留两个边频信号 这种调制称为双边带调制,对于双边带调制显然,双边带调制可以用调制信号与载波信号相乘来实现双边带调制的调幅信号波形见图 2.2.4图2.2.4 双边调幅信号的形成和波形(a)调制信号 (b)载波信号 (c)双边带调幅信号 2)电路调制)电路调制(1)乘法器调制 根据前面的说明只要用乘法器将与测量信号x成正比的调制信号ux与载波信号Vmcosωct 相乘,就可以实现双边带调幅图2.2.5是它的原理图,图中K为乘法器增益,其量纲为V-1。 图2.2.5 乘法器实现双边带调幅 (2)开关电路调制 电路见图2.2.6在输入端加入调制信号ux,T1、T2是两个场效应晶体管,工作在开关状态在它们的栅极分别加入高频载波方波信号Vc与 当Vc为高电平、 为低电平时,T1导通,T2截止若T1、T2为理想开关,输出电压uo=ux当Vc为低电平、 为高电平时,T1截止、T2导通,输出为零 图2.2.6开关式相乘调制经过调制ux与幅值按0、1变化的载波信号相乘归一化的方波载波信号按傅里叶级数展开后为 将K(ωct)与输入端调制信号ux相乘后,用带通滤波器滤掉低频信号 与高频信号 及更高次谐波后,得到相乘调制信号 (3)信号相加调制 信号相加调制是就其电路形式而言,在这种电路中调制信号ux=VxmcosΩt 与载波信号uc=Vcmcosωct相加减后去控制开关器件,选取Vcm>>Vxm,实际起控制作用的是载波信号uc如图2.2.7所示,调制信号ux与载波信号uc分别通过变压器T1和T2输入,加到两个起开关作用的二极管D1、D2的电压分别为uc+ux和uc−ux。 通过两个二极管D1、D2的电流分别为 图2.2.7 信号相加式调幅电路式中r为二极管的内阻、电位器RP(有效部分)与负载电阻RL折合到T3一次侧的等效电阻之和这里RP的有效部分是指与相应二极管相串接部分的电阻由以上二式得式中n3是变压器T3的电压比 通过滤波,滤除角频率为Ω的低频信号与角频率为3ωc及更高频率的高频信号后,就可以得到双边带调幅信号VxmcosΩtcosωct 这里采用两个二极管 D1、D2进行两路调制,两个载波电流以相反方向通过变压器T3的一次侧,并靠调整RP使uc在变压器T3的两个一次侧产生的电流相等,从而使其影响消除 这种电路常称为平衡调制电路两个信号线性相加是不能实现调制的,这里还是通过控制开关电路获得乘积项,实现调制此外,要求乘积项中不含Vcm,即它与载波信号的幅值无关,而只与幅值为1的载波信号相乘,获得乘积项VxmcosΩtcosωct 3)电路解调)电路解调 从已调信号中检出调制信号的过程称为解调或检波 (1)包络检波电路 幅值调制就是让已调信号的幅值随调制信号的值变化,因此调幅信号的包络线形状与调制信号一致。 只要能检出调幅信号的包络线即能实现解调这种方法称为包络检波 包络检波的工作原理可通过图2.2.8加以说明 只要从图a所示的调幅信号中,截去它的下半部,即可获得图b所示半波检波后的信号u’o再经低通滤波,滤除高频信号,即可获得所需调制信号uo,实现解调包络检波就是建立在整流的原理基础上的 只要采用适当的单向导电器件取出其上半部(也可取下半部)波形,即能实现包络检波 图2.2.8 包络检波的工作原理(a)调幅信号 (b)半波检波信号 (c)平均值检波信号 (d) 峰值检波信号 ①简单的包络检波电路 分为峰值检波与平均值检波,分别见图2.2.9(a)和(b) 图(a)中,作用在二极管D上的电压等于us−uo只有当us>uo时,二极管D才导通,在二极管导通期间,二极管D上的压降很小,us=uo由于二极管导通电阻很小,电容器C2充电很快,uo≈Vsm ,即输出电压uo接近us在一个载波信号周期内的峰值,这种检波这种检波称为峰值检波称为峰值检波 图2.2.9 简单包络检波电路(a) 峰值检波 (b) 平均值检波 图(b)中,信号us经过放大,晶体管的输出电压icRL可能大于us的半波整流值。 晶体管检波电路中集电极电压对ic的影响很小,基本上由us决定,而与输出电压uo无关由于晶体管V只在半个周期导通,在这半个周期ic向电容C2充电;在另半个周期电容C2向RL放电电容C2的充电量等于放电量,这也就是说流经电阻RL的电流等于载波信号一个周期ic的平均值,这种检波方式称为平这种检波方式称为平均值检波均值检波 简单包络检波电路的缺点在于检波二极管或三极管都具有一定的死区电压,即二极管的正向压降、晶体管的发射结电压超过一定值时才导通,它们的特性也是一根曲线 二极管二极管D和晶体管和晶体管V的特性偏离理想特的特性偏离理想特性会给检波带来误差性会给检波带来误差在一般通信中,只要这一误差不太大,就不致于造成明显的信号失真而在精密测量与控制中,则有较严格的要求为了提高检波精度,常需采用精密检波电路 ②精密包络检波电路 精密包络检波电路有称为线性检波,其实质是将非线性的检波元件(二极管)与运算放大器相结合,达到克服二极管的死区电压和非线性的目的具体有半波精密检波和全波精密检波两种,为减小包络检波的失真,推荐采用全波精密检波图2.2.10为一精密全波检波电路。 图2.2.10 高输入阻抗精密全波检波电路 当Vin>0时,Vo1>0,D2截止D1导通此时由于V1-=V2-,故R2和R3无电流流过,相当于电压跟随器组态 当Vin<0时,Vo1<0,D1截止,D2导通当 时可见当满足匹配条件,电路的输出为实现了绝对值计算 只要在输出放大器的反馈回路电阻R4的两端并联一电容C,即可实现低通滤波,滤除高频信号,检出包络③包络检波的评价 包络检波的优点是原理简单、电路简单,在通信中被广泛应用但是它有两个问题: 第一,解调的主要过程是对调幅信号进第一,解调的主要过程是对调幅信号进行半波或全波整流,无法从检波器的输出鉴行半波或全波整流,无法从检波器的输出鉴别调制信号的相位别调制信号的相位 第二,包络检波电路本身不具有区分不第二,包络检波电路本身不具有区分不同载波频率的信号的能力对于不同载波频同载波频率的信号的能力对于不同载波频率的信号它都以同样方式对它们整流,以恢率的信号它都以同样方式对它们整流,以恢复调制信号,这就是说它不具有区别信号与复调制信号,这就是说它不具有区别信号与噪声的能力。 噪声的能力 (2)相敏检波电路 相敏检波的原理说明如下: 双边带调幅信号为us=uxcosωct=VxmcosΩtcosωct若将us再乘以cosωct得到 显然,利用低通滤波器滤除频率为2ωc−Ω和2ωc+Ω的高频信号后就得到调制信号VxmcosΩt,只是乘上了系数1/2因此,将双边带调幅信号us乘以载波信号cosωct,经低通滤波后就可以得到调制信号ux这就是相敏检波的原理 由于相敏检波的方法与调幅原理相同,故可以用与调制电路相似的电路来实现相敏检波 ①相乘式相敏检波电路 图2.2.11为用乘法器构成的相敏检波电路图2.2.11 乘法器构成的相敏检波电路 根据AD534的运算关系有 在乘法电路的输出再接入低通滤波器就可实现解调 ②开关式相敏检波电路 电路见图2.2.12图2.2.12 开关式相敏检波电路 在uc=1的半周期(对应载波的正半周),同相输入端接地,us只从反相输入端输入,放大器的放大倍数为-1。 在uc=0的半周期(对应载波的负半周),V截止,us同时从同相输入端和反相输入端输入,放大器的放大倍数为+1 由于调制信号ux的频率远低于载波频率,因此,在载波信号的若干个周期内,ux的变化很小,可近似为常量,这时调幅信号us为与载波信号uc同频信号; ux为正时us与uc同相; ux为负时us与uc反相 ③精密整流型相敏检波电路 原理图见图2.2.13 图2.2.13 精密整流型全波相敏检波电路 Al的输出端是两个由参考信号uc控制的开关器件V1、V2在uc为正、 为负的半周期,V1截止,V2导通,Al用作反相放大器,uA为us的反相信号;在uc为负、 为正的半周期,V1导通,V2截止,Al的输出uA为零这样,uA的波形为一半波整流信号取R’3=2R3,A2对uA的放大倍数比对us的放大倍数大一倍,在不接电容C情况下A2的输出uo波形为全波整流信号 在uc与us同相时,在uc为正的半周期uA为负,输出uo为正的全波检波信号;在uc与us反相时,在uc为正的半周期uA为正,输出uo为负的全波检波信号,实现相敏检波。 电容C用来滤除经全波检波后us中的高频成分,以获得调制信号ux2. 调频式测量电路调频式测量电路1)调频原理与方法)调频原理与方法 调频就是用调制信号x去控制高频载波信号的频率常用的是线性调频,即让调频信号的频率按调制信号x的线性函数变化线性调频信号us的一般表达式为 式中 ωc——载波信号的角频率; Vm——调频信号中载波信号的幅度; m——调制度 图2.2.14绘出了这种调频信号的波形图(a)为调制信号x的波形,它可以按任意规律变化;图(b)为调频信号的波形,它的频率随x变化若x=XmcosΩt,则调频信号的频率可在ωc±mXm范围内变化为了避免发生频率混叠现象,并便于解调,要求ωc>>mXm 图2.2.14 调频信号的波形2)调制电路)调制电路 思路是设法使调制信号去控制产生载波信号的振荡器频率,就可以实现调频载波信号可以用LC、RC或多谐振荡器产生,只要让决定其频率的某个参数,如电感L、电阻R或电容C随调制信号变化,就可以实现调频 基于多谐振荡器的调频电路见图2.2.15所示。 图2.2.15 通过改变多谐振荡器C 或R实现调频的电路 靠稳压管DZ将输出电压uo稳定在±Vz,若输出电压为Vz,则它通过R+RP向电容C充电,当电容C上的充电电压uc>FVz时(其中F=R4/(R3+R4)),A的状态翻转,使uo=−Vz−Vz通过R+RP对电容C反向充电,当电容C上的充电电压uc<−FVz时,A再次翻转,使uo=Vz这样就构成一个在±Vz间来回振荡的多谐振荡器,其振荡频率为 它由充电回路的时间常数(R+RP)C决定可以用一个电容传感器的电容作为图中的C,这样就可使振荡器的频率得到调制RP用来调整调频信号的中心频率也可以用一个电阻式传感器的电阻作R,振荡器的频率随被测量的变化得到调制 3)鉴频电路(解调电路))鉴频电路(解调电路) 对调频信号实现解调,从调频信号中检出反映被测量变化的调制信号称为频率解调或鉴频 (1)微分鉴频 将调频信号us的数学表达式对t求导数得到 这是一个调频调幅信号利用包络检波检出它的幅值变化,就可以得到含有调制信号的信息Vm(ωc +mx)通过定零,即测定x=0时的输出,可以求出Vmωc。 通过灵敏度标定,即测定x改变时输出的变化,可以求出Vmm,从而获得调制信号x ①微分鉴频电路 微分鉴频电路的原理见图2.2.16 图2.2.16 微分鉴频电路 电容Cl与晶体管T的发射结正向电阻r组成微分电路二极管D一方面为晶体管T提供直流偏压,另一方面为电容C1提供放电回路电容C2为滤除高频载波信号用 在微分电路中,微分电流为 为了正确微分,要求 这种电路灵敏度较低为了提高其性能,可用单稳形成窄脉冲代替微分 ②窄脉冲鉴频电路 窄脉冲鉴频电路的工作原理见图2.2.17调频信号us经放大后进入电平鉴别器,当输入信号超过一定电平时,电平鉴别器翻转,它推动单稳态触发器输出窄脉冲us的瞬时频率越高,窄脉冲Us’越密,经低通滤波后输出的电压越高,它将频率变化转换为电压变化图2.2.17 窄脉冲鉴频电路为了避免发生混叠现象,要求单稳的脉宽式中fm、xm——分别为us的最高瞬时频率和x的最大值 ③数字式频率计 对于调频信号,就是要检出频率变化的信息只要能测得调频信号的瞬时频率,即可实现调频信号的解调。 瞬时频率测量的原理框图见图2.2.18 被测信号由放大整形电路整形成与被测信号频率相等的方波信号加至控制门,时基电路产生一宽度为τ的周期性开门脉冲,使控制门间隔一定的周期在时间τ内打开,被整形后的被测信号方波通过控制门进入计数器计数图2.2.18基于频率测量的调频信号解调方法 测量过程是周期性自动进行的,每次测量的数据必须被锁存后才能进行下一次测量,而在下一次测量开始前,计数器中上一次测量的数据必须被清除,以避免出现两次测量的结果累加的情况为此系统中设置了清零电路和选通电路 开门信号、选通信号和清零信号的时序关系见图2.2.19图2.2.19 测频信号的时序关系 在一次测量完成后,锁存选通电路发出数据选通信号(这里假设为上跳脉冲),使锁存器锁存计数器中的该次测量的结果,锁存后清零电路发出清零脉冲(这里假设为负跳脉冲),将计数器清零,当计数器被清零后,即可进行下一次测量设在开门时间τ内计数器共计数Nx,则被测信号频率为 频率测量的误差可在两个环节产生,一个是时基电路,该电路产生基准开门时间τ,若τ有误差,则测量必产生误差;第二个环节是由于在计数过程中开门时刻与被测脉冲的同步不确定性引起的量化误差。 时基电路的频率稳定度是频率测量精度的决定因素,只有确保了基准频率的稳定度,才能够保证开门时间τ的准确性,从而减小该环节引起的测量误差 目前普遍采用石英晶体振荡器作为频率基准元件,其稳定度可达10-8~10-10/年,在这样的技术指标下频率测量易于实现高精确度 量化误差是开门信号前后沿的到来时刻与被计数脉冲出现时刻的随机性导致的多计或漏计一个脉冲而引起的,其最大值为±1LSB显然它是固有的,减小的方法是加大开门时间或将被测信号的频率倍频若干倍,计数之后再减小相同的倍数 3. 调相式测量电路调相式测量电路1)调相原理与方法)调相原理与方法 调相就是用调制信号x去控制高频载波信号的相位常用的是线性调相,即让调相信号的相位按调制信号x的线性函数变化调相信号us的一般表达式可写为 式中 ωc——载波信号的角频率; Vm——调频信号中载波信号的幅度; m——调制度 图2.2.19绘出了这种调相信号的波形图(a)为调制信号x的波形,它可以按任意规律变化;图(b)为载波信号的波形,图(c)为调相信号的波形,调相信号与载波信号的相位差随x变化。 图2.2.19 调相信号的波形 当x<0时,调相信号滞后于载波信号x>0时,则超前于载波信号实际上调相信号的瞬时频率也在不断变化,由调相信号us的一般表达式可以得到调相信号的瞬时频率为 若调制信号为x,us是调相信号;若调制信号为dx/dt,则us是调频信号 如果x为被测位移,对于位移量x,us是调相信号;对于速度dx/dt,us就是调频信号当x值上升时,us的频率升高,x值下降时,us的频率减小调相和调频都使载波信号的总相角受到调制,所以统称为角度调制2)调相电路)调相电路 图2.2.20为脉冲采样式调相电路 图2.2.20 脉冲采样式调相电路 将由参考信号Uc’形成的锯齿波电压uj与调制信号ux相加,当它们之和达到门限电平U0时,比较器翻转,脉冲发生器输出调相脉冲us,如图(e)所示 3)鉴相电路(解调电路))鉴相电路(解调电路) 鉴相就是从调相信号中将反映被测量变化的调制信号检出来,实现调相信号的解调,又称为相位检波 (1)乘法器鉴相 乘法器的两个输入信号分别为调相信号us=Vsmcos(ωct+φ)与参考信号uc=Vcmcosωct。 乘法器的输出送入低通滤波器滤除由于载波信号引起的高频成分,低通滤波相当于求平均值,整个过程可用下述数学式表示,输出电压 其中乘法器的增益K的量纲为V-1,输出信号随相位差φ的余弦而变化在φ=π/2附近,有较高的灵敏度与较好的线性这种乘法器电路简单,其不足之处是输出信号同时受调相信号与参考信号幅值的影响2)脉冲采样式鉴相 脉冲采样式鉴相电路的原理图如图2.2.21所示 图2.2.21 脉冲采样式鉴相电路的工作原理图2.2.22 脉冲采样式鉴相电路的波形 由参考信号Uc形成窄脉冲Uc’送到锯齿波发生器的输入端,形成图(c)所示锯齿波信号uj由调相信号Us形成窄脉冲Us’通过采样保持电路采集此时的uj值,并将其保持采样保持电路采得的电压值由Us与Uc的相位差φ决定采样保持电路输出u’的波形如图(d)所示,经平滑滤波后得到图(e)所示输出波形uo,实现调相信号的解调 脉冲采样式鉴相电路的工作原理基于相位-时间-电压的变换随Us与Uc的相位差φ的变化,采样脉冲Us’出现的时刻不同,通过对锯齿波uj的采样实现时间-电压的变换。 这种鉴相器的鉴相范围为0~(2π−Δφ),其中Δφ为与锯齿波回扫区所对应的相位角锯齿波uj的非线性对鉴相精度有较大影响2.2.3 信号细分与辩向电路信号细分与辩向电路 1. 概述概述 信号细分电路又称插补器,是采用电路的手段对周期性的测量信号进行插值提高仪器分辨力的一种方法 有一类传感器,它们的输出是周期性的脉动信号,信号的周期或频率与被转换量之间成比例关系,信号每变化一个周期就对应着一定量的被测量 测量电路通常采用对信号周期进行计数的方法实现对位移的测量,若单纯对信号的周期进行计数,则仪器的分辨力就是一个信号周期所对应的被测量为了提高仪器的分为了提高仪器的分辨力,就需要使用细分电路辨力,就需要使用细分电路 细分的基本原理是:根据周期性测量信细分的基本原理是:根据周期性测量信号的波形、振幅或者相位的变化规律,在一号的波形、振幅或者相位的变化规律,在一个周期内进行插值,从而获得优于一个信号个周期内进行插值,从而获得优于一个信号周期的更高的分辨力周期的更高的分辨力 细分电路按工作原理可分为直传式细分和平衡补偿式细分 2. 直传式细分电路直传式细分电路 直传式细分电路由若干环节串联而成,见图2.2.23。 图2.2.23 直传式细分原理图 细分电路的输入量为xi,一般是来自传感器的周期信号,以一对正、余弦信号或者相移为90°的两路方波最为常见 系统的输出xo有多种形式,有时为频率更高的脉冲或模拟信号,有时为可供计算机直接读取的数字信号 中间环节完成从输入到输出的转换,常由波形变换电路、比较器、模拟数字转换器和逻辑电路等组成 各个环节都依次向末端传递信息,这就是直传的意思电路的结构属于开环系统,系统总的灵敏度(也可称传递函数)Ks为各个环节灵敏度Kj(j=1~m)之积 Ks=K1K2K3…Km 如果个别环节灵敏度Kj发生变化,它势必引起系统总的灵敏度的变化此外,由于干扰等原因,当某一环节的输入量有增量△xj时,都会引起输出量xo的变化,这时 式中Ksj——xo对△xj的灵敏度,Ksj=Kj…Km 由于Ks的变化和△xj的存在会使达到相同xo所需的xi值发生变化,即使细分点的位置发生变化由于直传系统信号单向传递,故越在前面的环节,其输入变动量所引起的xo的变动量越大因此要保持系统的精度必须稳定各环节的灵敏度,特别是减少靠近输入端的环节的误差。 直传式细分系统的特点是: ①抗干扰能力较差,精度偏低②电路结构简单、响应速度快1)四细分辨向电路)四细分辨向电路 这是最常用的细分辨向电路,输入信号为具有一定相位差的两路方波信号细分的原理基于两路方波在一个周期内具有两个上升沿和两个下降沿,通过对边沿的处理实现四细分,辨向是根据两路方波相位的相对导前和滞后的关系作为判别依据 (1)单稳四细分辨向电路图2.2.24 单稳四细分辨向电路 图2.2.24所示的单稳四细分辨向电路是利用单稳提取两路方波信号的边沿实现四细分 A、B是两路相位差为90°的方波信号,传感器正向移动时,设A导前B,波形见图2.2.25(a),此时DG5在一个信号周期内依次输出A’、B’、 、 四个计数脉冲,实现了四细分 (a)正向运动 (b) 反向运动 图2.2.25单稳四细分辨向电路波形图 在传感器反向运动时,波形见图2.2.25(b),由于A、B的相位关系发生变化,B导前A,这时DGl0在一个信号周期内输出 、B’、A’、 四个计数脉冲,这四个计数脉冲分别出现在 、 、B、A为高电平的半周期内,同样实现了四细分。 DG5、DGl0随运动方向的改变交替输出脉冲,输出信号Vo1、Vo2可直接送入标准系列可逆计数集成电路(例如74LSl93),实现辨向计数2)电阻链分相细分)电阻链分相细分 电阻链分相细分主要实现对正余弦模拟信号的细分其工作原理是:将正余弦信号将正余弦信号施加在电阻链两端,在电阻链的接点上可得施加在电阻链两端,在电阻链的接点上可得到幅值和相位各不相同的电信号这些信号到幅值和相位各不相同的电信号这些信号经整形、脉冲形成后,就能在正余弦信号的经整形、脉冲形成后,就能在正余弦信号的一个周期内获得若干计数脉冲,实现细分一个周期内获得若干计数脉冲,实现细分 (1)原理 设电阻链由电阻Rl和R2串联而成,电阻链两端加有交流电压u1、u2,其中u1=Esinωtu2=Ecosωt如图2.2.26所示 应用叠加原理求出电阻链接点处输出电压(a) 原理图 (b) 相量图图 2.2.26 电阻链分相细分 uo的幅值Vom和对u1的相位差φ 输出电压uo可写作 由以上可知:改变R1和R2的比值,可以改变φ,也就改变了输出电压的相位。 电阻比的改变也改变了输出电压幅值Vom,uo的终点沿直线运动;φ=45°时,Vom有最小值 上面是φ=0°~90°第一象限的情况同理,电路两端若接cosωt和−sinωt,可以得到第二象限各相输出电压;接−cosωt和−sinωt,可以得到第三象限各相输出电压;接−cosωt和sinωt,可以得到第四象限各相输出电压 (2)电阻链五倍频细分电路 五倍频细分是电阻链细分的一个典型的实例,如图2.2.27所示,整个细分电路由电阻移相网络、比较器和逻辑电路三大部分组成电阻移相网络在第一、二象限内给出的移相角分别为0°、18°、…、162°的10路移相信号,实际取值分别是18kΩ、24kΩ、33kΩ和56kΩ四种 图2.2.27 电阻链五倍频细分电路 电压比较器将10路移相信号与参考电平VR相比较,将正弦信号转化为方波信号从比较器得到的10路方波信号再经过异或门逻辑组合电路,在3’和4’端获得两路相位差为90°的五倍频方波信号,逻辑电路的工作波形见图2.2.28该五倍频信号正好满足上述四细分电路对输入信号的要求,与之级联可实现20细分和辨向。 图2.2.28 五倍频细分电路的工作波形 这种方法的缺点是细分数越高所需的元器件数目也成比例地增加,使电路变得复杂,因此电阻链细分主要用于细分数不高的场合 3. 平衡补偿式细分平衡补偿式细分 平衡补偿式细分电路是一种带负反馈的闭环系统,图2.2.29为其原理框图图中xi为系统模拟输入量,xo为系统输出量,是数字代码,代码多是脉冲数Ks为前馈回路诸环节的灵敏度(或传递函数)F为反馈环节的灵敏度图2.2.29 平衡补偿式细分原理图 反馈环节的输入时系统的数字输出量xo ,输出时补偿量xF, xF与xi在比较器中比较,比较结果是误差信号xi -xF平衡就是用xF去补偿xi的变化为使比较结果的残差xi -xF等于零,在前馈回路中常采用积分环节系统平衡时xi -xF =0,而闭环系统的灵敏度因此, KF由F决定,可以说与Ks无关,或关系极小;但Ks大有利于提高跟踪速度F要精确、稳定反馈环节通常是数字分频器,它比较容易做的精确、稳定,这是系统能有高精度的重要原因 KF是F的倒数,系统的细分数就等于分频器的分频数,分频数容易做得大。 因而系统能够实现高的细分数,反馈环节就是细分机构 平衡补偿式细分电路的响应速度一般比直传式细分电路低,如果测量速度过快,就会发生跟踪不上,甚至失步的问题,为保证精度,必须限制测量速度1)锁相倍频细分)锁相倍频细分 这是一种锁相式数字频率合成技术,用来实现信号的n倍频,以实现n细分,原理框图见图2.2.30图2.2.30 锁相倍频细分原理框图 锁相环路由鉴相器(PD)、环路低通滤波器(LPF)和压控振荡器(VCO)、n分频器四个环节组成 n分频器是反馈环节,也是细分环节 鉴相器的一端接输入信号fi,另一端接fo /n,相位比较器将两信号的相位和频率相比较,产生一正比于相位和频率差的误差电压,经环路低通滤波器滤波后得到VCO的控制电压控制电压使fo 趋近n fi,环路平衡时实现了n倍频也即n细分 图2.2.31是采用集成锁相环CD4046构成的n细分电路集成锁相环倍频细分电路设计比较简单,其主要难点在于电路调试,如果参数选择不当电路容易失锁,导致倍频后的频率不稳定图2.2.31 集成锁相倍频细分原理框图 锁相倍频细分的优点是结构简单,易于实现高的细分数,对信号失真度无严格要求。 缺点是对输入信号的角频率的稳定性要求高,而且输入信号只有一个,不能辩向2.2.4 交交/直流转换技术直流转换技术1. 交流交流/平均绝对值转换平均绝对值转换 平均绝对值是指交流信号绝对值的平均值,实现平均绝对值运算的电路是一种工程上常用的交流/直流变换器,它是依据平均绝对值的定义设计的,其本质是精密全波检波电路与低通滤波器的叠加 平均绝对值电路见图 2.2.32图 2.2.32 平均绝对值电路 先将电容C去掉分析电路 ①当vin>0时,vo1<0,D1导通,D2截止, A1构成反相放大器,A2构成反相加法器,有 ②当vin<0时,vo1>0,D1截止,D2导通, A1通过D2闭环,支路R2、R4无电流,A2构成反相放大器,有因此,在无电容的情况下,图示电路的输入电压为 设输入信号为Vmsinωt,则全波检波电路的输出 加入电容C后,电路输出vin的平均绝对值Vo为 电容C的选取需要兼顾滤波效果及电路响应速度综合考虑,在保证电路响应速度的前提下尽量取大容量电容,以确保滤波效果,减小输出平均绝对值中的纹波成分。 电路输入交流信号的最高频率取决于所采用运放的频带,运放的频带越宽,则输入交流信号的频率越高图2.2.33为精密平均绝对值电路的实例图2.2.33 精密平均绝对值电路 电路形式与前述的电路不同,检波管采用了双管结构,目的是为了增大二极管的反相电阻,减少二极管反向漏电流的影响 因为二极管的反向漏电流通过二极管的反向电阻产生压降形成电位VD,在输出形成误差电压,反相电阻越大,漏电流越小,Vo的误差越小 设二极管的反向电阻为r反,此即单管结构的反相电阻采用双管结构后,器等效反相电阻为因此,反向漏电流大大减小,因而误差相应减小 2. 交流交流/均方根值转换均方根值转换 一电压信号在时间间隔T的均方根值定义为 在计算Vrms过程中,先求出电压v(t)的瞬时平方值,然后在间隔T上求积分,再除以T,最后计算该平均值的平方根1)均方根直流转换方法)均方根直流转换方法 ①直接计算法用模拟计算技术算出输入波形的平方值,而后求平均值,再开方,这种过程在开环状态下完成采用乘法器和运算放大器来实现各种运算,这种电路如图2.2.34(a)所示,称为显式均方根电路。 (a)图2.2.34(a) 显式均方根计算电路 ②反馈法解均方根方程采用乘法/除 法器和运算放大器,引入反馈,求均方根方程的隐式解,这种电路如图2.2.34(b)所示,称为隐式均方根计算电路图2.2.34(b) 隐式均方根计算电路2)精度宽带均方根直流转换器)精度宽带均方根直流转换器 显式均方根电路的输人部分为乘法器(平方电路),其误差大于lmV,动态范围小 用对数-反对数均方根电路,可以获得大的动态范围图2.2.35所示为对数–反对数均方根直流转换器电路,输入级是一绝对值放大器,它由运算放大器A1、两个二极管及几个电阻构成,它的输出电压恒为正值,因而总是向T2A注入电流图2.2.35 对数–反对数均方根直流转换器 运算放大器A2和晶体管T2A、T1A构成对数放大器,其输出电压式中Is是晶体管的发射极饱和电流运算放大器A3、晶体管T2B构成另一个对数放大器,其输出电压 两个对数放大器的输出在晶体管TlB的发射极结上相加,得到和电流 将前两式代入得A4及电阻R和电容C构成单极点滤波器,起信号平均作用,于是输出电压如果信号频率比1/(2πRC)高得多,则因而 显然,输出电压等于输入信号的均方根值。 输出是直流电压,很容易校正,只要在转换器内置一参考电压就可以实现3)集成均方根直流转换器)集成均方根直流转换器 AD公司的AD536、AD537、AD636和AD637是集成均方根直流转换器的代表,这里以 AD637为例加以介绍其主要特性为: (1)输入信号均方根在0~2V时,最大非线性为0.02% (2)波峰因数为3时,附加误差为0.1% (3)输入均方根值在2V时,3dB带宽为8MHz,输入均方根值在100mV时,3dB带宽为600kHz 芯片的引脚图见图2.2.36 VinB和VoB分别是内部缓冲放大器的输入与输出AGND是模拟地ADJ是输出调零端CS是芯片选择端INDEN是内部反对数放大器的用于产生参考电流的基准电压输入端通常与Vrms端连接 图2.2.36 AD637引脚图VodB是分贝输出端CAV是用于平均值计算的电容器的连接端Vrms是均方根值输出端En、Ep是负、正电源输入端Vin是信号输入端 图2.2.37是简化的内部电路图,其最基本的连接方法是将6脚与9脚短接,在8脚和9脚之间接入滤波电容 CAV,输入输出关系为 图2.2.37 AD637内部简化电路 利用AD637可以构成多种运算电路,图2.2.38是向量和电路。 该电路用两片AD637,其中两个INDEN端共同接于IC2的9脚,接于8、9脚之间的100pF电容是为了稳定各滤波放大器的工作,滤波电容(平均电容)并未接入 根据AD637的内部电路可得IC1的输出为 图2.2.38 AD637向量和电路 该电压经反相后再经24kΩ电阻转换成电流由IC2的8脚流出,该电流与 IC2内部的电流I4相加,共同流过与9脚相连的24kΩ电阻被转换成电压输出,得到电路的输出电压为因此有若IC1中增加CAV则若IC1和IC2中均增加CAV则该电路的动态范围是10V~10mV,带宽为100kHz。












