连续导通型PFC控制环路设计.docx

连续导通型PFC的控制环路设计ICE1PCS01控制IC给出了一种全新的连续电流导通型(CCM)的控制方式，给 出了全新的控制电路与传统连续导通型 PFC方式相比，它不用直接从AC线路检测正弦信号作为参考信号，采用平均电流控制方式实现单位功率因数本文 我们介绍和提供模型及工具以改善控制环路的特性，我们的目标不仅要确保在窄的 带宽下实现功率因数，还要给出足够的相移区域，以确保系统在整个工作范围内能 稳定工作1, 介绍传统的二极管整流放在电子设备前端，以从线路上取得决定于线路电压的脉)中电流产生的辐射及传导的电磁辐射导致供电系统变坏 为此IEC61000-3-2的谐波调整采用有源功率因数较正电路的方法于近年流行对小功率的 (200W)，断续导通型(DCM)的PFC更适用其成本低廉，它仅有一个控制环，即电压环在 其控制方框电路中，设计容易也较简单，但其固有的大电流纹波使得DCM方式无 法用于更大功率在大功率应用中，连续电流型(CCM)的PFC更为合适图1 DCM和CCM的工作原理图2 ICE1PCS01的应用电路在传统的CCM方式中，有两个控制环，称作电压环和电流环的传输函数因 此，CCM的控制电路IC引脚很多，我们今天介绍的ICE1PCS01则仅有8个引 脚，而且各种保护特色都集成进去，成为新一代PFC控制器的典型作品。

其等效电 路及应用电路如图2我们看到它不直接检测正弦波信号给1在此控制环的补偿设 计中仅有一个环路详细分析如下：2, 电压环补偿图3电压控制环的方框电路•■创1曙VconifiG*)Powt Stage G3闾FT"』G牛)G4(s)控制环路方框图如图3,共有四个方框，误差放大器G1(S)，IC的PWM调制器 G2(S),升压变换器的功率级G3(S)及反馈检测G4(S)Vcornp图4 G4的反馈电路误差 放大器补偿电路示于图图5误差放大器的补偿回路(5),传输函数为:2.1 反馈 G4(S)反馈方框是一个简单的电阻分压器，用于监视大 Bulk电容上的输出电压,电路如图4所示VGAs) = 4%尽工鸟2.2误差放大器补偿G1(S)Vout QoVsenseOTA Il-sRJ此处g°TA1为OTA 1的跨导，典型为42uS极点和零点在整个环路的调整采用跨越整个 100Hz以下的频率，并为环路 稳定建起足够的相移区域2.3 PWM 调制 G2(S)由于CCM工作方式固有的，在升压式变换中有：山口■丁正弦参考信号仅在Doff间隔内获得，控制电压Vcomp送到PWM方框中去控 制平均升压电感电流，传输函数G2(S)表述的细节如下：2.4功率级G3(S)功率级的传输函数G3(S)定义如下：此处,VOUt为直流输出电压，lOUt为直流输出电流,Iave为电感电流的平均值。

2.4.1 Vout/lout在上述假设之下，功率级可以如图6建模可控电流源(并联电阻Re)去驱动 输 出Bulk电容Cout及负载电阻Rout (Vout/lout),由于Cout的ESR远在跨越频 率之 外，可忽略不计几个代数操作就展示出并联电阻Re等于总直流负载电阻Rout于是，它的改 变仅取决于系统的递出功率这里有两种负载在应用，两种情况将给出不同的结 果，两种情况为电阻负载或恒功率负载对于纯电阻负载AC负载电阻为R,在 恒功率负载如附加一个隔离的DC/DC变换器，则AC负载电阻即等于Roo 如果DC 总线减小，则PFC电流就加大，因此展示出负信号作为结果，与 Re联合并趋于无穷，而两电阻取消，电流源仅驱动输出电容，结果总结如下：ell* 22(1 +5 ■)sAotit在此文中，仅讨论恒功率负载状况loutVout】Rout图6功率级建模IAVE2.4.2 Iou电流源lout物性可用下图7表示图7 Iout/Iave的简化特性低频元件，升压二极管电流，由平均放IWWH - tRYE-FJC-l£^):如沁’—在恒功率负载时传输函数G3(S )为:V VIV.2G (j) = e = -a-.m= (心p T 7 7i jT7r2.5整个开环的传输函数mt2人17 n沁’电的电感电流在给定开关周期求出，低频电流平均盖过半个周期，成为直流输出负 载 lout。

M-=乔 5*J ata此处，D是开关周期，a是主电压瞬时相角， Vin是输入均方根电压，|ave-pk用iave取代，而Doff为关断期，贝上 逅 1 JETF 一验厂 % - %%沁VoxnpNon LinearGw 3lockPWMCon华旧技口「Kc(S)Power StageKboosUs)合并所有上面的方框，整个电压环的开环增益为：Gv(s) = G] (s)G? <5)G3 (j) G4(j)由于PF的需要，固有的PFC动态电压环补偿总是采用低带宽的来执行 此为不使源于2*fL纹波例如对50Hz AC线路输入，PFC电压环带宽通常设置在 20Hz以下补偿电路R4, C2及C3都选用使环路增益及相移区域达到最佳化3, 电流环调整率及传输函数G2(S)用新概念的间接正弦波检测方法ICE1PCS01集成了电流调整器环路，方框图 如图8,函数为G2 (S)■馆: 丁孑图8电流环的方框电路3.1, 平均电流电路平均电流方框的传输函数表示如下式:JT * -、一 一 n 氏如：(言丁 _A .〈临帖)一 G 一 -~~ 』呕 一°皿⑻]+「-心M1，SQTAA-此处，K1为设计的常数，为T。

Ccomp为Icomp端的电容，gOTA2为误差放大 器OTA2的跨导对平均电流型控制，典型为1.1msM1为非线性增益的方 框输出 M1max = 0.9，根据此特性画出图9图9非线性方框的特性平均电路的传输函数是滤波器输出的开关电流纹波，所以平均电路的角频fAVE 必须低于开关频率fSW，然后有：由于跨过整个频率fv的电压环固有地远离于fAVE以下，KaVE（S）的表达式可 以简化，以便于电压环的计算3.2, 电流环增益方框传输函数KC（S）和KBoost（S） 5 —此处，Kfq为设计常数，等于9.183, L是升压电感，M1及M2是非线性增益 方框输出，M1=0.9，M2=1.3 在 Vcomp=5.5V 时，（AC 为 85V 满载）M1=0.45, M2=0.3, Vcomp = 3.5V （AC 为 265V 满载）kJ%M M L

4, 设计实例目标为300W，通用AC电压输入恒功率负载，Vout = 400V DC Cout = 330uf/450V fsw = 125KHzRsense =0.08 Q 升压电感 L=1.2mH, Vsease 驱动，R1 = 780KQ, R2 = 10KQ4.1,电流的平均值用 goTA2 = 1.1ms, M1max = 0.9 及 fAVE = 24KHz 有:M =0加加Gl选 C:comp=1 nf4.2, 电流环调整率Gc(S)的幅度及相角示于图10,定义为电流环的稳定区，所需之fc少于开关频 率整个跨越频率及相移区为2KHz及85° (85VAC)及15KHz及40° (对265VAC)4.3, 电压环调整率.从以上部分可以得出：=K* ■---------婕》一 DJ 沁，，■:曲金J ©2)刃+ %砒』GJ(J)二垒二(益.产—!—Al临晦r D瞄K»i：此十庵G1(S)用于提供足够的相移区域，还限制带宽在20Hz以下，R4, C2及C3可 以按需选择fcz通常选为1Hz~10Hz,以增加相角，fop通常先在40~70Hz,为快速 拉下增益幅度及抑制高频干扰，在此例中，fcz = 5Hz, fcp = 50Hz。

C2及C3计算得到G2(S)跨越10Hz到20Hz整个频段，增益辐度G2,G3,G4在 85VAC满载时如图11示它可在f =10Hz时看出，增益为-2db，所以G1将提供+2db的增益于f= 10Hz处，考虑到C2»C3,此为fczvfcp，所以:曲％G^\诳）二 =+2NSC2*2a*10Hz选 C2 = 1uffcz = “B根据，「- ，则：&=2廿讯二9厂儿名的选择R4=33丘jQCj牌¥「选择 C3 = 100nf整个电压环的增益辐度及相移区域在85VAC及265VAC满载条件下示于图11及图12在85VAC跨越频率fv约11Hz,相移54°C在AC265V跨越频率fv处为18Hz,相移 56C图10电流环的一对极点和相角®11cfflffl^m85VAC 团舀——邕爵新/sn®函12cfflffl习m265VAC团舀——邕爵新凿就>。