射频电路第八章.ppt

1,第8章 匹配网络和偏置网络,8.1 分立元件的匹配网络,8.1.1 双元件的匹配网络,匹配网络就是阻抗匹配，以减小噪声干扰、提高功率容量 和频率响应的线性度设计方法：1. 采用解析法求出元件值，2. 利用圆图设计设计目标：1. 满足系统要求，2. 成本最低且可靠性最高前者结果精确，便于仿真；后者简单直观，容易验证2,例8.1 已知晶体管在2GHz的输出阻抗ZT=(150+j75)Ω，设计如图 L形匹配网络，使输入阻抗ZA=(75+j15)Ω的天线得到最大功率解：根据最大功率传输条件(共轭匹配),得：,解析法计算量相当大，图解法的复杂程度几乎与元件数目 无关，而且能体会到每个元件对实现特定匹配状态的贡献，任 何错误都能立即在圆图上反映出来，并直接进行调整3,1. 电抗元件与复数阻抗串联将导致圆图上的相应阻抗点沿等电阻圆移动 2. 并联将导致圆图上的相应导纳点沿等电导圆移动.,移动方向：,如果连接的是电容，则参量点向下半圆移动如果连接的是电感，则参量点向上半圆移动掌握了单个元件对负载的响应, 就可设计出能够将任意负载变换为任意 指定的输入阻抗的双元件匹配网络一般在阻抗-导纳复合圆上设计L形网络或其他任何无源网络都需要将有关参量点沿等电阻圆或电导圆移动。

4,zT=2+j1,zTC=1–j1.22,zM=zA=1–j0.2,*,例8.2 采用图解法设计L形匹配网络设 Z0=75Ω，则 zT=ZT/Z0=2+j1，zA=ZA/Z0=1+j0.2,1. 求归一化源阻抗和负载阻抗2. 在圆图中过源阻抗的相应点 画出等电阻圆和等电导圆3. 在圆图中过负载阻抗的共轭 复数点画出等电阻圆和等电 导圆4. 找出2、3步所画圆的交点， 交点的个数就是可能存在 匹配网络的数目yA=1– j0.2,rTC=rA=1,gT=gTC=0.4,yT=0.4 – j0.2,yTC=0.4+j0.49,zTC=1–j1.22,-j0.2,2,j1,-j0.2,5,5. 先沿着相应的圆将源阻抗点移动到交点，再沿相应的圆移动 到负载的共轭点，根据这两次移动的过程就可求出电感和电 容的归一化值6. 根据给定的工作频率确定电感和电容的值jxL=zM–zTC=j1.02,,L=(xLZ0)/ω=6.09nH,jbC=yTC–yT=j0.69,,C=bC/(ωZ0)=0.73pF,例8.3 已知源阻抗ZS=(50+j25)Ω，负载阻抗ZL=(25–j50)Ω，特性阻抗Z0=50Ω， 工作频率 f =2GHz。

求出所有可能的电路结构zL=ZL/Z0=0.5–j1 或 yL=0.4+j0.8,解：,zS=ZS/Z0=1+j0.5 或 yS=0.8–j0.4,先画出归一化源阻抗点的等电阻圆和等电导圆(虚线)，再 画出归一化负载阻抗共轭点的等电阻圆和等电导圆(实线)6,B,D,C,A,zS,zS=1+j0.5,yS=0.8–j0.4,yL=0.4–j0.8,*,zL=0.5+j1,*,路径：,zD=1+j1.2 或 yD=0.4–j0.5,zC=1–j1.2 或 yC=0.4+j0.5,zB=0.5–j0.6 或 yB=0.8+j1,交点：,zA=0.5+j0.6 或 yA=0.8–j1,jx1=zL–zA=j1–j0.6=j0.4,串联电感,L2= =1.59nH,x1,Z0,ω,jb2=yA–yS=–j1+j0.4=–j0.6,并联电感,*,,,,,,,,,,ZL,ZS,,,,,,6.63 nH,2.79nH,,,,,,,,,ZL,ZS,,,,2.23 pF,,,,,,,1.59nH,,,,,,,,,,,ZL,ZS,,,,,,13.26 nH,0.94pF,,,,,,,,,ZL,ZS,,,,,,6.37nH,3.06 nH,,,7,8.1.2 匹配禁区、频率响应及品质因素,图8.1中的网络并不都能在任意ZL和ZS之间实现预期的匹配。

如源阻抗 ZS=Z0=50Ω而使用图(a)电路时，则与源并联的电容将使圆图上的对应点沿 等电导圆顺时针方向移动会远离经过原点的等电阻圆因此采用这种匹配 网络不能将落在阴影区内的负载阻抗与50Ω的源阻抗相匹配ZL,ZS,,,,,,,,,,,,,,,,ZL,ZS,,,,,,,,,,,,,,ZL,ZS,,,,,,,,,,,,,,,,,,ZL,ZS,,,,,,,,,,(b),(c),(d),(a),必须牢记, 图中的禁区仅仅是针对ZS=Z0=50Ω的源阻抗而言, 对于其他 量值的源阻抗, 禁区的形状是完成不同的即无法与阴影区的ZL共扼匹配,8,对于任意给定的负载阻抗和源阻抗，至少存在两种可能的L形网络结构 可以实现预定的目标选择的标准除容易得到元件值外，还包括直流偏置、稳定性和频率响应 由于任何L形匹配网络都包含串联和并联的电容或电感，故其频率响应 可归类于低通、高通或带通滤波器yA=0.4-j0.5,考察 f0=1GHz的匹配网络，它可以把RL=80Ω与CL=2.65pF串联的负载 变换成50Ω的输入阻抗zA=1+j1.23,zB=1-j1.23,zS=zS=1,zL=1.6-j1.2,yL=0.4+j0.3,*,图8.8(c),图8.8(b),9,,为了求得匹配网络的带宽，可将 匹配网络传递函数在 f0附近的钟 形频率响应与带通滤波器的频率 响应相比较。

这两个网络以输入反射系数 和传输函数 表示的频率响应如右 图所示可见两种匹配网络只能 在 f0=1GHz的频率点上实现良好 匹配，若偏离 f0 则急剧恶化 上述匹配网络也可视为 f0的 谐振电路，其有载品质因数：,10,当工作频率靠近 f0时，图8.8(c) 所示的匹配网络可改画成带通滤波 器 电源负载串并变换),∴,∵,结果与图8.8(c) 电路十分吻合,等效带通分析法能够了解匹配网络在 f0 附近的频率响应, 并 能够对电路的带宽做出准确的估计，但分析过于复杂因此希 望找到简单的方法来估计匹配网络的品质因数-节点品质因数8.9),,,,,11,,对于匹配网络的每一个节点，其阻抗都可用等效串联阻抗 ZS=RS+jXS或导纳YP=GP+jBP表达故在每个节点处,节点品质因数：,,这个结论对任何L匹配网络都成立对于更复杂的匹配网络，有载品质因数 都可简化为节点品质因数的最大值来估计在Smith圆图中画出等Qn线，读出后除以2 就可得到L网络的有载品质因数由3.5式, 归一化：,故节点品质因数：,,,得圆方程：,12,例8.4 设计在1GHz频率上使负载阻抗 ZL=(25+j20)Ω和50Ω源阻抗相匹配的 窄带网络，并用圆图求QL和BW。

实际带宽：图8.12(c)的BW=2.6GHz 而图8.12(b)没有下边频， 按中心频率对称计算，BW=1.9GHz,L形匹配网络无法控制品质因数， 若要增加Q的调整范围，必须采用三 元件网络zA=0.5+j0.5,zB=0.5-j0.5,Qn=1,zL=0.5+j0.4,zS=1,Qn=1,图8.12(c),图8.12(b),13,8.1.3 T形匹配网络和π形匹配网络,增加一个节点后，通过适当选择该节点的阻抗来控制QL值例8.5 将ZL=(60-j30)Ω负载阻抗变换成Zin=(10+j20)Ω的输入阻抗, 且Qnmax=3， f =1GHz，求T形匹配网络的元件值设传输线 阻抗 Z0=50Ω，,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,,Z2,Z3,ZL,ZB,Z1,Zin,ZA,Qn=3,Qn=3,zA=1.2-j1,zin=0.2+j0.4,zB=0.2-j0.6,zL=1.2-j0.6,Z1与ZL串联，A点必在rL=1.2的等圆上 Z2与ZA并联，再与Z3串联，B点必落在 gA= 0.5和 rin= 0.2的等圆上，且与Qn=3 相交解：T形结构：,以增加一个电路元件为代价，扩大了调整匹配网络品质因数(带宽)的自由度.,14,8.2 微带线匹配网络,8.2.1 从分立元件到微带线,在G 频段常常采用分立元件和 分布参数元件混合使用的方法。

这 种匹配网络通常包括几段串联的传 输线以及间隔配置的并联电容组成. 由于电感比电容有更高的电阻损耗，所以尽量避免使用随着工作频率的提高及相应波长的减小，分立元件的寄生 参数效应就变得更加明显，从而使元件值的求解变得相当复杂. 因此当波长明显小于电路元件长度时则应使用分布参数元件例8.7 设计一个匹配网络将ZL=(30+j10)Ω的负载阻抗变换成Zin=(60+j80)Ω的输入阻抗，要求采用两段串联传输线和一个并联电容已知Z0=50Ω，f =1.5GHz15,解：,1. 过归一化 zL=0.6+j0.2点 做驻波比圆，则圆上的点对应 负载与传输线相连后的总阻抗, 具体位置取决于传输线的长度; 2. 过归一化 zin=1.2+j1.6点 做驻波比圆，从负载驻波比圆 到输入驻波比圆的过渡点可以 任选，如yA=1-j0.6，则沿 g =1 的等电导圆移动到yB=1+j1.5， 故并联容纳 jbC= yB-yA=j2.1； 3. 根据圆外刻度顺时针向 源方向确定传输线的电长度16,完全取消集总参数，由串联的传输线和并联的终端开路或短路短截线构成结构如 图，有4个可调整参数： 传输线长度和特性阻抗 短截线长度和特性阻抗,8.2.2 单节短截线匹配网络,各段传输线都有相同的宽度 以便降低实际调整工作的难度。

由输入阻抗的实部rin和虚部xin与 电容至负载的距离 之间的函数 关系可见，这种匹配网络有相当 大的调整范围，并对电容在传输 线上的位置非常敏感17,例8.8 ZL=(60-j45)Ω，设传输线和 短截线的特性阻抗Z0=75Ω，要求 将该负载变换成Zin=(75+j90)Ω zin=1+j1.2,yA=0.8+j1.05,,解：,选择短截线长度的基本原则： 短截线电纳 bS 能够使yL变换到zin 点的驻波比圆上yL=0.8+j0.6,yB=0.8-j1.05,jbSB=yB–yL= –j1.65,jbSA=yA–yL=j0.45,或 是从y=0点(开路点)开始沿圆的最外圈刻度g=0向源方向移动(顺时针)到达y=j0.45或-j1.65点所经过的电长度(求传输线用驻波比圆, 求短截线用导纳)若将长度增加1/4λ, 则开路短截线就可换成短路短截线在使用同轴电缆时, 这种转换是非常必要的，因为开路同轴电缆的断面较大,会产生较大的辐射损耗在印刷电路设计中开路短截线则更加适合，因为开路不需要配置过孔，过孔是在短路短截线终端形成接地状态所必须的jbSB=-j1.65,jbSA=j0.45,,,,,,短,开,,,,18,8.2.3 双短截线匹配网络,单短截线匹配网络的缺点是 要插入长度可变的传输线，这对 可调型匹配器带来困难。

双短截线匹配网络是将两段 开路或短路短截线并联在一段固 定长度(λ/8，3λ/8 或5λ/8）的 传输线两端 理想匹配状态要求 Zin=Z0， 即 yA=1 设传输线无损耗， 则 yB=yA– jbS2必落在 g=1 的等电导 圆上若取 =3λ/8，yB圆将向 负载方向(反时针)转过2 =270° 为了确保匹配，yC必须落在这个移动了的g=1 圆上(yC圆)β,19,通过改变 长度可使 yD最终变换为位于与yC点的等电导圆 上只要yD落在等电导圆g=2(禁区)之外，上述变换就可实现例8.10 设 =λ/8 ， = =3λ/8 ，Z0=50Ω， 求 ZL= (50+j50)Ω 与 Zin=50Ω匹配的短路短截线长度.,3. 将yC沿等驻波比圆顺时针旋转 . 得 yB=1+j3, yin=yA=1. 则 jbS2=yA–yB= –j3,解：1. 将yL顺时针旋转λ/8 查到 yD=0.4+j0.。