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第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统返回主目录返回主目录4.1 4.1 幅度调制（线性调制）的原理幅度调制（线性调制）的原理4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理4.4 4.4 调频系统的抗噪声性能调频系统的抗噪声性能4.5 4.5 各种模拟调制系统的性能比较各种模拟调制系统的性能比较4.6 4.6 频分复用和调频立体声频分复用和调频立体声 通通 信信 原原 理理  4.1 4.1 幅度调制的原理幅度调制的原理☀☀ 调制调制☀☀ 幅度调制的一般模型幅度调制的一般模型☀☀ 调幅调幅(AM)(AM)☀☀ 抑制载波双边带调制（抑制载波双边带调制（DSB-SCDSB-SC））☀☀ 单边带调制单边带调制(SSB)(SSB)☀☀ 残留边带调制残留边带调制(VSB(VSB)☀☀ 相干解调与包络检波相干解调与包络检波第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统一、调制一、调制一、调制一、调制     1、调制的定义及分类、调制的定义及分类       调制调制：就是按调制信号（：就是按调制信号（基带信号基带信号）的变化规律去改变）的变化规律去改变高频载波某些参数的过程。

高频载波某些参数的过程       根据载波的选择根据载波的选择,调制分为两大类：调制分为两大类：正弦载波调制正弦载波调制和和脉冲脉冲调制调制 正弦载波调制（正弦载波调制（连续波调制连续波调制）），是用正弦信号作为载波，是用正弦信号作为载波的调制；的调制； 脉冲调制脉冲调制：是用数字信号或脉冲串作为载波的调制是用数字信号或脉冲串作为载波的调制4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统         根据调制信号的形式，根据调制信号的形式，调制可分为调制可分为模拟调制模拟调制和和数字调制数字调制——调制信号（基带信号）是模拟信号的调制是调制信号（基带信号）是模拟信号的调制是模拟调制模拟调制；调制；调制信号（基带信号）是数字信号的调制是信号（基带信号）是数字信号的调制是数字调制数字调制       用正弦波作为载波的模拟调制用正弦波作为载波的模拟调制，就是用取值连续的调制信号去控制正弦载波参数（振幅、频率和相位），包括幅度调制幅度调制和角度调制角度调制         幅度调制（幅度调制（属线性调制属线性调制））：：已调信号是基带信号频谱的平已调信号是基带信号频谱的平移及线性变换。

移及线性变换主要有：调幅调幅（AM）、双边带调制双边带调制（DSB-SC)、单边带调制单边带调制（SSB-SC)、 残留边带调制残留边带调制（VSB-SC)4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 角度调制（角度调制（属非线性调制属非线性调制））：已调信号不再保持原来基已调信号不再保持原来基带频谱的结构，其频谱会产生无限的频谱分量带频谱的结构，其频谱会产生无限的频谱分量主要有 调频调频（FM)和调相调相（PM）两种2、调制的目的、调制的目的 调制的实质调制的实质是频谱的搬移是频谱的搬移      调制的原因调制的原因是:从消息变换来的原始信号具有较低的频谱从消息变换来的原始信号具有较低的频谱分量，这种信号在许多信道中不适宜进行传输，因此，在通分量，这种信号在许多信道中不适宜进行传输，因此，在通信系统的发送端常常需要调制过程，而在其接收端则需要反信系统的发送端常常需要调制过程，而在其接收端则需要反调制过程调制过程——解调过程解调过程4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统      调制的作用和目的是：调制的作用和目的是：      （（1））将调制信号（将调制信号（基带信号基带信号）变换成适合在信道中传输）变换成适合在信道中传输的已调信号（的已调信号（频带信号频带信号））；      （（2））实现信道的多路复用，以提高信道的利用率；实现信道的多路复用，以提高信道的利用率； （（3））减小干扰，提高系统的抗干扰能力；减小干扰，提高系统的抗干扰能力； （（4））实现传输带宽与信噪比之间的互换。

实现传输带宽与信噪比之间的互换二、幅度调制的一般模型二、幅度调制的一般模型二、幅度调制的一般模型二、幅度调制的一般模型       幅度调制幅度调制，就是用调制信号去控制高频载波的振幅，使，就是用调制信号去控制高频载波的振幅，使其按调制信号的规律而变化的过程其按调制信号的规律而变化的过程4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4 .1– 1    幅度调制器（滤波法）的一般模型幅度调制器的一般模型如图 4.1 - 1 所示4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统         设调制信号m(t)的频谱为M(ω)，冲激响应为h(t)的滤波器特性为H(ω), 则该模型输出已调信号的时域时域和频域一般表示式频域一般表示式为               sm(t)=［m(t) cosωct］*h(t)                 (4.1 - 1)式中，ωc为载波角频率，H(ω)          h(t)4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统         由以上表示式可见，对于幅度调制信号，在对于幅度调制信号，在波形波形上，上，它的幅度随基带信号规律而变化；在它的幅度随基带信号规律而变化；在频谱结构频谱结构上，它的频上，它的频谱完全是基带信号频谱结构在频域内的简单搬移谱完全是基带信号频谱结构在频域内的简单搬移(精确到常精确到常数因子数因子)。

由于这种搬移是线性的，因此由于这种搬移是线性的，因此幅度调制幅度调制通常又通常又称为称为线性调制线性调制        图 4.1 - 1 之所以称为调制器的一般模型， 是因为在该模型中，适当选择滤波器的特性H(ω)，便可以得到各种幅度调制信号例如，调幅、双边带、单边带及残留边带信号等4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统•移相法模型移相法模型*将上式展开，则可得到另一种形式的时域表示式，即式中         上式表明，sm(t)可等效为两个互为正交调制分量的合成它同样适用于所有线性调制由此可以得到移相法线性调制的一般模型移相法线性调制的一般模型如下： 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统幅度调制器（相移法）的一般模型4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统三、调幅三、调幅三、调幅三、调幅(AM)(AM)       在图 4 - 1 中，假设h(t)=δ(t)，即滤波器（H(ω)=1）为全全通通网网络络，调制信号m(t)叠加直流A0后与载波相乘(见图 4.1 - 2)， 就可形成调幅(AM)信号.图 4 .1- 2 AM调制器模型4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 所以      SAM(ω)=    A0 π［δ(ω+ωc)+δ(ω-ωc)］+                                            ［M(ω+ωc)+M(ω-ωc)］         (4.1 - 4)         式中，A0为外加的直流分量； m(t)可以是确知信号，也可以是随机信号(此时，已调信号的频域表示必须用功率谱描述)，但通常认为其平均值m(t) =0。

sAM(t)=［A0+m(t)］cosωct                   =A0cosωct+m(t)cosωct                          (4.1 - 3)    因为               cosωct           π［δ(ω+ωc)+δ(ω-ωc)］调幅调幅(AM)信号时域和频域表示式信号时域和频域表示式分别为4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4 .1- 3AM信号的波形和频谱AM波形和频谱波形和频谱如图 4.1 - 3 所示 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        由图 4.1 - 3 的时间波形可知，当满足条件|m(t)|max≤A0 时AM信号的包络与调制信号成正比，所以用包包络络检检波波的方法很容易恢复出原始的调制信号，否则，将会出现过调幅现象而产生包络失真这时不能用包络检波器进行解调，为保证无失真解调，可以采用同步检波器同步检波器        由图 4.1 - 3 的频谱图可知，AM信号的频谱SAM(ω)由载频分量和上、下两个边带组成，上边带的频谱结构与原调制信号的频谱结构相同，下边带是上边带的镜像。

因此，AM信信号号是是带带有有载载波波的的双双边边带带信信号号，它它的的带带宽宽是是基基带带信信号号带带宽宽fH的的两两倍倍，即BAM=2fH 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        AM信号在1Ω电阻上的平均功率应等于SAM(t)的均方值当m(t)为确知信号时，SAM(t)的均方值即为其平方的时间平均， 即       通常假设调制信号没有直流分量， 即           =0 因此式中， PC=A02  /2为载波功率载波功率，PS=               /2为边带功率边带功率  4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        由此可见，AM信信号号的的总总功功率率包包括括载载波波功功率率和和边边带带功功率率两两部分部分         只有边带功率才与调制信号有关也就是说，载波分量不携带信息即使在“满满调调幅幅”（（|m(t)|max=A0时，也称100％％调调制制）条件下，载波分量仍占据大部分功率，而含有有用信息的两个边带占有的功率较小。

           因此，从功率上讲，从功率上讲，AM信号的功率利用率比较低信号的功率利用率比较低 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 四、抑制载波双边带调制（四、抑制载波双边带调制（四、抑制载波双边带调制（四、抑制载波双边带调制（DSB-SCDSB-SC））））        在AM信号中，载波分量并不携带信息， 信息完全由边带传送如果将载波抑制，只需在图 4.1 - 2 中中将将直直流流A0去去掉掉，， 即即可可输输出出抑抑制制载载波波双双边边带带信信号号，，简简称称双双边边带带信信号号（（DSB）） 其时域和频域表示式时域和频域表示式分别为                   SDSB(t)=m(t)cosωct                    (4.1 - 6)                   SDSB(ω)=     ［M(ω+ωc)+M(ω-ωc)］ 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4.1-4DSB信号的波形和频谱        双边带信号（双边带信号（DSB））波形和频谱如图 4.1 - 4 所示。

 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        由时间波形可知，DSB信信号号的的包包络络不不再再与与调调制制信信号号的的变变化化规规律律一一致致，，因因而而不不能能采采用用简简单单的的包包络络检检波波来来恢恢复复调调制制信信号号，， 需采用需采用相干解调相干解调(同步检波同步检波) 另另外外，，在在调调制制信信号号m(t)的的过过零零点点处处，，高高频频载载波波相相位位有有180°的突变         由频谱图可知，DSB信号虽然节省了载波功率，功率利用率提高了，但它的频频带带宽宽度度仍仍是是调调制制信信号号带带宽宽的的两两倍倍，与AM信号带宽相同         由于DSB信号的上、下两个边带是完全对称的， 它们都携带了调制信号的全部信息，因此仅传输其中一个边带即可，这就是单边带调制能解决的问题4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统  五、单边带调制五、单边带调制五、单边带调制五、单边带调制(SSB)(SSB)   DSB信号包含有两个边带，即上、下边带。

由于这两个边带包含的信息相同，因而，从信息传输的角度来考虑，传输一个边带就够了这种只传输一个边带的通信方式称为单单边边带带通信通信单边带信号的产生方法通常有单边带信号的产生方法通常有滤波法滤波法和和相移法相移法       1. 用滤波法形成单边带信号用滤波法形成单边带信号        产产生生SSB信信号号最最直直观观的的方方法法是是让让双双边边带带信信号号通通过过一一个个边边带带滤波器，保留所需要的一个边带，滤除不要的边带滤波器，保留所需要的一个边带，滤除不要的边带        这只需将图 4.1 - 1 中的形成滤波器H(ω)设计成如图 4.1 - 5 所示的理理想想低低通通特特性性HLSB(ω)或理理想想高高通通特特性性HUSB(ω)，就可分别取出下下边边带带信信号号频频谱谱SLSB(ω)或上上边边带带信信号号频频谱谱SUSB(ω)，如图 4.1 - 6 所示 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4.1 –5  形成SSB信号的滤波特性4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4 .1- 6SSB信号的频谱4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        用用滤滤波波法法形形成成SSB信信号号的的技技术术难难点点是，由于一般调制信号都具有丰富的低频成分，经调制后得到的DSB信号的上、 下边带之间的间隔很窄，这就要要求求单单边边带带滤滤波波器器在在fc附附近近具具有有陡陡峭峭的的截截止止特特性性，，才才能能有有效效地地抑抑制制无无用用的的一一个个边边带带。

这这就就使使滤滤波波器器的的设设计计和和制制作作很很困困难难，有时甚至难以实现为此， 在在工程中往往采用多级调制滤波的方法工程中往往采用多级调制滤波的方法       2. 用相移法形成单边带信号用相移法形成单边带信号  SSB信号的时域表示式的推导比较困难，一般需借助希希尔尔伯伯特特变变换换来表述但我们可以从简单的单频调制出发，得到SSB信号的时域表示式， 然后再推广到一般表示式   设单频调制信号为m(t)=Amcosωmt，载波为c(t)=cosωct， 两者相乘得DSB信号的时域表示式为4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统保留上边带， 则把上、下边带合并起来可以写成(4.1-8)保留下边带， 则4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统式中，“-”表示上边带信号，“+”表示下边带信号             Am sinωmt 可可以以看看成成是是Am cosωmt 相相移移 ，， 而而幅幅度度大大小小保保持持不不变变。

我我们们把把这这一一过过程程称称为为希希尔尔伯伯特特变变换换，记为“^”， 则        上述关系虽然是在单频调制下得到的，但是它不失一般性，因为任任意意一一个个基基带带波波形形总总可可以以表表示示成成许许多多正正弦弦信信号号之之和和 因此， 把上述表述方法运用到式（4.1 - 8），就可以得到调调制信号为任意信号的制信号为任意信号的SSB信号的时域表示式信号的时域表示式:（4.1 - 9）4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统         式中，      是m(t)的希尔伯特变换式中符号函数Sgnw=1,               w>0-1,               w<0设若M(ω)为m(t)的傅氏变换，则            的傅氏变换         为 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        我们把把Hh(ω)称称为为希希尔尔伯伯特特滤滤波波器器的的传传递递函函数数，由上式可知，它实质上是一个宽带相移网络，表示把m(t)幅度不变，所有的频率分量均相移       ，即可得到          。

         由式（4.1 - 9）可画出单边带调制相移法的模型，如图  4.1 - 10所示 图 4 .1–10    相移法形成单边带信号4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 相相移移法法形形成成SSB信信号号的的困困难难在在于于宽宽带带相相移移网网络络的的制制作作，， 该该网网络络要要对对调调制制信信号号m(t)的的所所有有频频率率分分量量严严格格相相移移π/2，，这这一一点点即即使使近近似似达达到到也也是是困困难难的的为解决这个难题，可以采采用用混混合合法法（也叫维弗法维弗法）        综上所述： SSB调调制制方方式式在在传传输输信信号号时时，，不不但但可可节节省省载载波波发发射射功功率率，，而而且且它它所所占占用用的的频频带带宽宽度度为为BSSB=fH，，只只有有AM、、 DSB的的一一半半，，因因此此，，它它目目前前已已成成为为短短波波通通信信中中的的一一种种重重要要调调制制方式方式    SSB信信号号的的解解调调和和DSB一一样样不不能能采采用用简简单单的的包包络络检检波波，因为SSB信号也是抑制载波的已调信号，它的包络不能直接反映调制信号的变化， 所以仍需采用相干解调需采用相干解调。

 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统六、残留边带调制六、残留边带调制六、残留边带调制六、残留边带调制(VSB)(VSB)            残留边带调制是介于SSB与DSB之间的一种调制方式， 它既克服了DSB信号占用频带宽的缺点，又解决了SSB信号实现上的难题在VSB中，不是完全抑制一个边带（如同SSB中那样），而是逐渐切割，使其残留一小部分，如图 4.1 - 11（d）所示 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4.1 - 11DSB、 SSB和VSB信号的频谱4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统       用滤波法实现残留边带调制的原理用滤波法实现残留边带调制的原理如图 4 .1- 12(a)所示 图中, 滤波器的特性应按残留边带调制的要求来进行设计图 4.1 - 12VSB调制和解调器模型 (a) VSB调制器模型       (b) VSB解调器模型4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统       现在我们来确定残残留留边边带带滤滤波波器器的的特特性性。

假设HVSB(ω)是所需的残留边带滤波器的传输特性由图 4.1 - 12(a)可知，残留边带信号的频谱残留边带信号的频谱为        为了确定上式中残留边带滤波器传输特性HVSB(ω)应满足的条件，我们来分析一下接收端是如何从该信号中恢复原基带信号的VSB信号显然也不能简单地采用包络检波， 而必须采用如图 4.1-12(b)所示的相相干干解解调调图中，残留边带信号SVSB(t)与相干载波2cosωct的乘积为 ( 4.1-12 )4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统             2SVSB(t) cosωct  <=>  ［SVSB(ω+ωc)+SVSB(ω-ωc)］将式（4.1 - 12）代入上式，选择合适的低通滤波器的截止频率，消掉±2ωc处的频谱，则低通滤波器的输出频谱Mo(ω)      上式告诉我们，为了保证相干解调的输出无失真地重现调制信号m(t) <=> M(ω)，必须要求       HVSB(ω+ωc)+HVSB(ω-ωc)=常数，常数，|ω|≤ωH              (4.1 - 13)      式中，ωH是调制信号的最高频率。

         式(4.1 - 13)就是确定残残留留边边带带滤滤波波器器传传输输特特性性HVSB(ω)所所必须遵循的条件必须遵循的条件4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统          满满足足上上式式的的HVSB(ω)的的可可能能形形式式有两种： 图 （a）所示的低低通通滤滤波波器器形形式式(低低通通)和图 4.1-13(b)所示的高高通通滤滤波波器器形形式式(带带 阻）阻）                               图 4 - 10残留边带滤波器特性(a) 残留部分上边带的滤波器特性;b） 残留部分下边带的滤波器特性  4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 HVSB(ω+ωc)+HVSB(ω-ωc)=常数，常数，|ω|≤ωH      (4.1 - 13)       式(4.1 - 13)的几何解释几何解释：以残留上边带的滤波器为例， 如图 4.1-14 所示 显见，它是一个低通滤波器。

这个滤波器将使上边带小部分残留，而使下边带绝大部分通过       将HVSB(ω)进行±ωc的频移，分别得到HVSB(ω-ωc)和HVSB(ω+ωc)，按式(4.1 - 13)将两者相加，其结果在|ω|＜ωH范围内应为常数，为了满足这一要求，必须使使HVSB(ω-ωc)和和HVSB(ω+ωc)在在ω=0处具有互补对称处具有互补对称（奇对称）（奇对称）的滚降特性的滚降特性          显然， 满足这种要求的滚降特性曲线并不是惟一的，而是有无穷多个4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统六六六六 相干解调与包络检波相干解调与包络检波相干解调与包络检波相干解调与包络检波1、相干解调、相干解调–相干解调器的一般模型相干解调器的一般模型 –相干解调器原理相干解调器原理：为了无失真地恢复原基带信号，接收端必须提供一个与接收的已调载波严格同步（同频同相）的本地载波（称为相干载波），它与接收的已调信号相乘后，经低通滤波器取出低频分量，即可得到原始的基带调制信号4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统相干解调器性能分析相干解调器性能分析已调信号的一般表达式（相移法）为 与同频同相的相干载波c(t)相乘后，得经低通滤波器后，得到因为sI(t)是m(t)通过一个全通滤波器HI () 后的结果，故上式中的sd(t)就是解调输出，即 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统2、包络检波、包络检波 适用条件适用条件：AM信号，且要求|m(t)|max  A0 ， 包络检波器结构包络检波器结构：通常由半波或全波整流器和低通滤波器组成。

例如， 性能分析性能分析设输入信号是      选择RC满足如下关系            式中fH － 调制信号的最高频率，fc---载波频率在大信号检波时（一般大于0.5 V），二极管处于受控的开关状态，检波器的输出为隔去直流后即可得到原信号m(t) 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统       可见，包络检波器就是直接从已调波的幅度中提取原调制信号其结构简单，且解调输出是相干解调输出的两倍因此，AM信号几乎无一例外地采用包络检波信号几乎无一例外地采用包络检波 顺便指出：顺便指出：DSB、SSB和VSB均是抑制载波的已调信号，其包络不直接表示调制信号，因而不能采用简单的包络检波法解调      但若插入很强的载波，使之成为（或近似为）若插入很强的载波，使之成为（或近似为）AM信号，信号，则可利用包络检波器恢复调制信号则可利用包络检波器恢复调制信号，这种方法称为插入载波插入载波包络检波法包络检波法它对于DSB、SSB和VSB信号均适用       载波分量可以在接收端插入，也可在发送端插入载波分量可以在接收端插入，也可在发送端插入。

       注意，注意，为了保证检波质量，插入的载波振幅应远大于信为了保证检波质量，插入的载波振幅应远大于信号的振幅，同时也要求插入的载波与调制载波同频同相号的振幅，同时也要求插入的载波与调制载波同频同相第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 作作 业业思考题（自作）：思考题（自作）： P127 5-1,5-2, 5-3, 5-6,5-7 习习 题题 ：： P128 5-2，， 5-34.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能● ● 分析模型分析模型● ● 线性调制相干解调的抗噪声性能线性调制相干解调的抗噪声性能● ● 调幅信号包络检的抗噪声性能调幅信号包络检的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统一、分析模型一、分析模型一、分析模型一、分析模型        前节中的分析都是在没有噪声的条件下进行的。

 实际中，任何通信系统都避免不了噪声的影响        从有关信道和噪声的内容可知，通信系统把信道加性通信系统把信道加性噪声中的起伏噪声作为研究对象而起伏噪声又可视为高噪声中的起伏噪声作为研究对象而起伏噪声又可视为高斯白噪声斯白噪声 因此，本节将要研究的问题是信道存在加性高斯白噪声时， 各种线性调制系统的抗噪声性能 4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 由于加性噪声只对已调信号的接收产生影响，由于加性噪声只对已调信号的接收产生影响， 因而调因而调制系统的抗噪声性能可以用解调器的抗噪声性能来衡量制系统的抗噪声性能可以用解调器的抗噪声性能来衡量       分析解调器的抗噪声性能的模型如图 4 .2- 1 所示图中，Sm(t)为已调信号，n(t)为传输过程中叠加的高斯白噪声 图4.2-1   解调器抗噪声性能分析模型4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        带带通通滤滤波波器器的的作作用用是是滤滤除除已已调调信信号号频频带带以以外外的的噪噪声声，因此经过带通滤波器后, 到达解调器输入端的信号仍可认为是Sm(t)，噪声为ni(t)。

解调器输出的有用信号为mo(t)，噪声为no(t)        对于不同的调制系统，将有不同形式的信号Sm(t),但解调器输入端的噪声ni(t)形式是相同的，它是由平稳高斯白噪声经过带通滤波器而得到的当带通滤波器带宽远小于其中心频率，为ω0时，ni(t)即即为为平平稳稳高高斯斯窄窄带带噪噪声声，它的表示式为或者（ 4.2-1 )（ 4.2-2 )4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统         窄带噪声ni(t)及其同相分量nc(t)和正交分量ns(t)的均值都为0，且具有相同的平均功率，即：         式中，Ni为解调器输入噪声ni(t)的平均功率,“——”表示统计平均统计平均（（对随机信号对随机信号）或）或时间平均时间平均（（对确定信号对确定信号））        若白噪声的双边功率谱密度为n0/2，带通滤波器传输特性是高度为1， 带宽为B的理想矩形函数(如图 4.2 - 2 所示)，则                            Ni=n0B                                                    (4.2 - 4)为了使已调信号无失真地进入解调器， 同时又最大限度地抑制噪声，带宽B应等于已调信号的频带宽度，当然也是窄带噪声ni(t)的带宽。

 4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4.2-2    带通滤波器传输特性4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        只要解调器输出端有用信号能与噪声分开，则输出信噪比就能确定输出信噪比与调制方式有关，也与解调方式有关 因此在已调信号平均功率相同， 而且信道噪声功率谱密度也相同的情况下， 输出信噪比反映了系统的抗噪声性能输出信噪比反映了系统的抗噪声性能                    为了便于衡量同类调制系统不同解调器对输入信噪比的影响，还可用输出信噪比和输入信噪比的比值输出信噪比和输入信噪比的比值G来表示，即       评价一个模拟通信系统质量的好坏，最终是要看评价一个模拟通信系统质量的好坏，最终是要看解调器解调器的输出信噪比的输出信噪比输出信噪比定义为4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统       G称为调制制度增益称为调制制度增益式中Si/Ni为输入信噪比，定义为：显然，G越大，表明解调器的抗噪声性能越好越大，表明解调器的抗噪声性能越好。

 二、线性调制相干解调的抗噪声性能二、线性调制相干解调的抗噪声性能二、线性调制相干解调的抗噪声性能二、线性调制相干解调的抗噪声性能         我们在给出已调信号Sm(t)和单边噪声功率谱密度n0的情况下，推导出各种解调器的输入及输出信噪比，并在此基础上对各种调制系统的抗噪声性能作出评述 4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        在分析DSB、SSB、VSB系统的抗噪声性能时，图4.2 - 1模型中的解调器为相干解调器，如图4.2 -3所示相干解调属于线性解调， 故在解调过程中，输入信号及噪声可以分别单独解调  4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能图4.2-3    线性调制相干解调的抗噪声性能分析模型第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能1. DSB调制系统的性能调制系统的性能     设解调器输入信号为           sm(t)=m(t) cosωct                   (4.2 - 8) 与相干载波cosωct相乘后，得                     m(t)cos2ωct=         经低通滤波器后，输出信号输出信号为(4.2 - 9)第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        解调器输出端的有用信号功率解调器输出端的有用信号功率为                                                                         (4.2 - 10)解调DSB信号时，接收机中的带通滤波器的中心频率ω0与调制载频ωc相同，因此解调器输入端的噪声ni(t)可表示为       ni(t)=nc(t)cosωct-ns(t) sinωct                 (4.2 - 11)  它与相干载波cosωct相乘后，得ni(t) cosωct=［nc(t) cosωct-ns(t) sinωct］cosωct                    =4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统经低通滤波器后， 解调器最终的输出噪声解调器最终的输出噪声为                                                                    (4.2 - 12) 故输出噪声功率输出噪声功率为                                                                           (4.2 - 13)根据式(4.2 - 3)和式(4.2 - 4)，则有                                                                           (4.2 - 14) 这里，BPF的带宽B=2fH，为双边带信号的带宽。

 4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统则解调器的输出信噪比解调器的输出信噪比为：            解调器输入信号平均功率为                     由式（4.2 - 15）及式（4.2 - 4）可得解解调调器器的的输输入入信信噪比噪比为 4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        因而制度增益制度增益为         由此可见，DSB调调制制系系统统的的制制度度增增益益为为2这就是说， DSB信信号号的的解解调调器器使使信信噪噪比比改改善善一一倍倍这这是是因因为为采采用用同同步步解解调，使输入噪声中的一个正交分量调，使输入噪声中的一个正交分量ns(t)被消除的缘故被消除的缘故    2. SSB调制系统的性能调制系统的性能        单单边边带带信信号号的的解解调调方方法法与与双双边边带带信信号号相相同同，， 其其区区别别仅仅在在于于解解调调器器之之前前的的带带通通滤滤波波器器的的带带宽宽和和中中心心频频率率不不同同。

 前者的带通滤波器的带宽是后者的一半         4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        由于单边带信号的解调器与双边带信号的相同，故计算单边带信号解调器输入及输出信噪比的方法也相同         单单边边带带信信号号解解调调器器的的输输出出噪噪声声与与输输入入噪噪声声的的功功率率可由式（4.2 - 14）给出，即（4.2 - 19）4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        这里，B=fH为单边带的带通滤波器的带宽对于单边带解调器的输入及输出信号功率，不能简单地照搬双边带时的结果 这是因为单边带信号的表示式与双边带的不同 单边带信号的表示式由式(4.1 - 9)给出， 即        式中，           是将m(t)的所有频率成分都相移π/2的信号上式中取“+”将形成下边带，取“-”则形成上边带4.2 - 20)4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统       与相干载波相乘后， 再经低通滤波可得解调器输出信号           mo(t)=         m(t)                  (4.2 - 21)输入信号平均功率        (4.2 - 22)因此，输出信号平均功率：4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统      式中，因为  m(t) 是基带信号，所以         同样也是基带信号。

因而，m(t)        随时间的变化，相对于2wc为载频的载波的变化是十分缓慢的故：则(4.2 - 23)         由于m(t)与        具有相同的功率谱密度或相同的平均功率，故上式变为4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统   于是， 单边带解调器的输入信噪比单边带解调器的输入信噪比为输出信噪比输出信噪比为因而制度增益制度增益为(4.2 - 24)(4.2 - 25)(4.2 - 26)4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        这是因为在SSB系统中，信号和噪声有相同表示形式，所以，相干解调过程中，信号和噪声的正交分量均被抑制掉， 故信噪比没有改善         比较式（4.2 - 18）与式（4.2 - 26）可知，GDSB=2GSSB 这这能能否否说说明明双双边边带带系系统统的的抗抗噪噪声声性性能能比比单单边边带带系系统统好好呢呢？？回回答答是是否否定定的的因为对比式（4.2 - 15）和（4.2 - 23）可知，在上述讨论中，双边带已调信号的平均功率是单边带信号的 2 倍，所以两者的输出信噪比是在不同的输入信号功率情况下得到的。

4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        如果我们在相同的输输入入信信号号功功率率Si，相相同同输输入入噪噪声声功功率率谱谱密密度度n0，相相同同基基带带信信号号带带宽宽fH条件下，对这两种调制方式进行比较， 可以发现它们的输出信噪比是相等的因此两两者者的的抗抗噪噪声声性性能能是是相相同同的的，， 但但双双边边带带信信号号所所需需的的传传输输带带宽宽是是单单边带的边带的 2 倍3. VSB调制系统的性能调制系统的性能   VSB调制系统的抗噪声性能的分析方法与上面的相似 但是，由于采用的残留边带滤波器的频率特性形状不同， 所以，抗噪声性能的计算是比较复杂的但是残残留留边边带带不不是是太太大的时候，近似认为与大的时候，近似认为与SSB调制系统的抗噪声性能相同调制系统的抗噪声性能相同 4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 三、调幅信号包络检波的抗噪声性能三、调幅信号包络检波的抗噪声性能三、调幅信号包络检波的抗噪声性能三、调幅信号包络检波的抗噪声性能  AM信信号号可可采采用用相相干干解解调调和和包包络络检检波波。

相干解调时AM系统的性能分析方法与前面双边带（或单边带）的相同实际中，AM信号常用简单的包络检波法（线性检波或平方率检波）解调，此时，图 4.2 -1 模型中的解调器为包络检波器，如图 4.2-4 所示，其检波输出正比于输入信号的包络变化设解调器的输入信号解调器的输入信号为：Sm(t)=[A0+m(t)]coswct                其中，A0为载波幅度，m(t)为调制信号这里仍假设m(t)的均值为0， 且A0≥|m(t)|max 输入噪声为( 4.2-27 )( 4.2-28 )4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图4.2-4   AM包络检波的抗噪声性能分析模型4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统显然，解调器输入的信号功率解调器输入的信号功率Si和噪声功率和噪声功率Ni为 Si=S2m(t)=A20/2+m2(t) /2                     (4.2 - 29)                  Ni=              =n0B                        (4.2 - 30)    输入信噪比输入信噪比解调器输入是信号加噪声的混合波形， 即sm(t)+ni(t)=［A+m(t)+nc(t)］cosωct-ns(t)sinωct                  =E(t)cos［ωct+Ψ(t)］ 4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        其中合成包络E(t)=                                                                       (4.2 - 32)   合成相位          Ψ(t)=arctan                                                   (4.2 - 33)       理想包络检波器的输出就是E(t)，由式（4.2 - 32）可知， 检波输出中有用信号与噪声无法完全分开。

因此，计算输出信噪比是件困难的事我们来考虑两种特殊情况         1、、 大信噪比情况大信噪比情况        此时， 输入信号幅度远大于噪声幅度输入信号幅度远大于噪声幅度， 即4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统     ［A0+m(t)］>>因而式（4.2 - 32）可简化为利用近似公式（x<<1)（4.2 - 34）4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统         式（4.2 - 34）中直直流流分分量量A0被被电电容容器器阻阻隔隔，，有有用用信信号号与与噪噪声声独独立立地地分分成成两两项项，因而可分别计算出输出有用信号功率及噪声功率噪声功率输出信噪比输出信噪比则调制制度增益调制制度增益为：（4.2 - 38）（4.2 - 35）（4.2 - 36）（4.2 - 37）4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        显然，AM信号的调制制度增益GAM随A0的减小而增加。

 但 对 包 络 检 波 器 来 说 ,  为 了 不 发 生 过 调 制 现 象 ,应 有A0≥|m(t)|max，所以GAM总总是是小小于于1例如：100%的调制(即A0=|m(t)|max)且m(t)又是正弦型信号时， 有代入式（4.2 - 38），可得        这是AM系系统统的的最最大大信信噪噪比比增增益益这说明解调器对输入信噪比没有改善， 而是恶化了  （4.2 - 39）4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        可以证明， 若采用同步检波法解调AM信号， 则得到的调制制度增益GAM与式（4.2 - 38）给出的结果相同 由此可见，对于AM调制系统，在大信噪比时，采用包络检波器解调时的性能与同步检波器时的性能几乎一样但应该注意， 同同步步检检波波法法解解调调AM信信号号的的调调制制制制度度增增益益不不受受信信号号与与噪噪声声相相对对幅幅度度假假设条件的限制设条件的限制     2、、 小信噪比情况小信噪比情况        小信噪比指的是噪声幅度远大于信号幅度， 即［A0+m(t)］<<      这时式（4.2 -32）变成4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统   其中R(t)及θ(t)代表噪声ni(t)的包络及相位 （4.2 - 40）4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统         因为R(t)>>［A0+m(t)］，所以我们可以利用数学近似式(1+x)≈1+           (|x|<<1时)近一步把E(t)近似表示为（4.2 - 41）4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        这时，E(t)中没有单独的信号项，只有受到cosθ(t)调制的m(t)cosθ(t)项。

由于cosθ(t)是一个随机噪声，因而，有用信号m(t)被噪声扰乱，致使m(t)cosθ(t)也只能看作是噪声 输输入入信信噪噪比比低低于于一一定定数数值值时时,解解调调器器输输出出信信噪噪比比急急剧剧恶恶化化，，这种现象称为这种现象称为解调器的门限效应解调器的门限效应          开始出现门限效应的输入信噪比称为开始出现门限效应的输入信噪比称为门限值门限值 门限效应是由包络检波器的非线性解调作用所引起的门限效应是由包络检波器的非线性解调作用所引起的  4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统      有必要指出，用用相相干干解解调调的的方方法法解解调调各各种种线线性性调调制制信信号号时时不不存存在在门门限限效效应应原原因因是是信信号号与与噪噪声声可可分分别别进进行行解解调调，，解解调器输出端总是单独存在有用信号项调器输出端总是单独存在有用信号项            由以上分析可得如下结结论论：大大信信噪噪比比情情况况下下，，AM信信号号包包络络检检波波器器的的性性能能几几乎乎与与相相干干解解调调法法相相同同;但但随随着着信信噪噪比比的的减减小小，，包包络络检检波波器器将将在在一一个个特特定定输输入入信信噪噪比比值值上上出出现现门门限限效效应应; 一旦出现门限效应，解调器的输出信噪比将急剧恶化一旦出现门限效应，解调器的输出信噪比将急剧恶化。

 4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 作作 业业思考题（自作）：思考题（自作）： P127 5-9，，5-11 5-12 习习 题题 ：： P128 5-10, 5-13 4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理☁☁ 角调制的基本概念及表达式角调制的基本概念及表达式☁☁ 窄带调频与宽带调频窄带调频与宽带调频☁☁ * *调频信号的产生与解调（选）调频信号的产生与解调（选）第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统一、角调制的基本概念及表达式一、角调制的基本概念及表达式一、角调制的基本概念及表达式一、角调制的基本概念及表达式     1、角调制的基本概念、角调制的基本概念         幅度调制属于线性调制，它是通过改变载波的幅度，以实现调制信号频谱的平移及线性变换的。

        一个正弦载波有幅度、频率和相位三个参量，因此，我们不仅可以把调制信号的信息寄托在载波的幅度变化中，还可以寄托在载波的频率或相位变化中       使高频载波的频率或相位按调制信号的规律变化而振幅使高频载波的频率或相位按调制信号的规律变化而振幅保持恒定的调制方式，称为保持恒定的调制方式，称为频率调制（频率调制（FM））和和相位调制相位调制(PM)，， 分别简称为分别简称为调频调频和和调相调相4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统       因因为为频频率率或或相相位位的的变变化化都都可可以以看看成成是是载载波波角角度度的的变变化化，，故调频和调相又统称为故调频和调相又统称为角度调制角度调制       角角度度调调制制与与线线性性调调制制不不同同，，已已调调信信号号频频谱谱不不再再是是原原调调制制信信号号频频谱谱的的线线性性搬搬移移，，而而是是频频谱谱的的非非线线性性变变换换，，会会产产生生与与频频谱搬移不同的新的频率成分，故又称为谱搬移不同的新的频率成分，故又称为非线性调制非线性调制   2、角度调制的表达式、角度调制的表达式        任何一个正弦时间函数， 如果它的幅度不变, 则可用下式表示：           Sm(t)=A cosθ(t)4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统     未调制的正弦波可以写成                    m(t)=A cos［ωct+θ0］      相当于瞬时相位θ(t)=ωct+θ0, θ0为初相位，是常数。

     式中：θ(t)称为正弦波的瞬时相位瞬时相位，将θ(t)对时间t求导可得瞬时频率瞬时频率       (4.3 - 1)因此(4.3 - 2)4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统ω(t)=              =ωc是载频，也是常数    而在角调制中， 正弦波的频率和相位都要随时间变化，可把瞬时相位表示为θ(t)=ωct+φ(t)，因此，角角度度调调制制信信号号的的一一般般表达式为表达式为       Sm(t)=A cos［ωct+φ(t)］                        (4.3 - 3)式中，A是载波的恒定振幅；［［ωct+φ(t)］］是是信信号号的的瞬瞬时时相相位位θ(t)，而φ(t)称为相对于载波相位ωct的瞬瞬时时相相位位偏偏移移；d［［ωct+φ(t)］］/dt是信号的瞬瞬时时(角角)频频率率，而dφ(t)/dt称为相对于载频ωc的瞬时频偏瞬时频偏 4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        所所谓谓相相位位调调制制，，是是指指瞬瞬时时相相位位偏偏移移随随调调制制信信号号m(t)而而线线性变化性变化，即     φ(t)=Kpm(t)                                  (4.3 - 4)其中Kp是常数。

于是，调相信号调相信号可表示为       SPM(t)=Acos［ωct+Kpm(t)］                             (4.3 - 5)所所谓谓频频率率调调制制，，是是指指瞬瞬时时频频率率偏偏移移随随调调制制信信号号m(t)而而线性变化线性变化，即其中Kf是一个常数，这时相位偏移为(4.3 - 7)4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统    代入式（4.3 - 3），则可得调频信号调频信号为             SFM(t)=Acos［ωct+        由式（4.3 - 5）和（4.3 - 8）可见，FM和PM非常相似， 如果预先不知道调制信号m(t)的具体形式，则无法判断已调信号是调相信号还是调频信号 如如果果将将调调制制信信号号先先微微分分，，而而后后进进行行调调频频，，则则得得到到的的是是调调相波，这种方式叫相波，这种方式叫间接调相间接调相； 如如果果将将调调制制信信号号先先积积分分，，而而后后进进行行调调相相，， 则则得得到到的的是是调频波，这种方式叫调频波，这种方式叫间接调频间接调频。

4.3 - 8）4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4 - 16直接和间接调相4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理图 4 –17   直接和间接调频        直接和间接调频直接和间接调频如图 4 - 17 所示      直接和间接调相直接和间接调相如图 4 - 16所示第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        由于实实际际相相位位调调制制器器的的调调制制范范围围不不大大， 所以直接调相和间接调频仅适用于相位偏移和频率偏移不大的窄带调制情况， 而直接调频和间接调相常用于宽带调制情况直接调频和间接调相常用于宽带调制情况               从以上分析可见，由由于于频频率率和和相相位位之之间间存存在在微微分分与与积积分分的的关关系系，，故故调调频频与与调调相相之之间间存存在在密密切切的的关关系系，，即即调调频频必必调调相相，，调调相相必必调调频频调频与调相并无本质区别，两者之间可相互转换鉴于在实际应用中多采用FM波，本节将主要讨论频率调制  4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统  二、窄带调频与宽带调频二、窄带调频与宽带调频二、窄带调频与宽带调频二、窄带调频与宽带调频        前面已经指出，频率调制属于非线性调制，其频谱结构非常复杂，难于表述。

但是，当当最最大大相相位位偏偏移移及及相相应应的的最最大大频率偏移较小时频率偏移较小时，即一般认为满足        时，FM表达式可以得到简化，因此可求出它的任意调制信号的频谱表示式这时，信号占据带宽窄，属于窄窄带带调调频频（（NBFM））反之，是宽带调频（宽带调频（WBFM）） (4.3 - 9)4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 1. 窄带调频（窄带调频（NBFM）        调频波的一般表示式调频波的一般表示式为      SFM(t)=A cos［ωct+ 为方便起见， 假设A=1, 有 SFM(t)=cos［ωct+            =cosωct cos[                         -sinwctsin[ 当式（4.3 - 9）满足时，有近似式cos［    sin［ （4.3 - 10）4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统式（4.3 - 10）可简化为SNBFM(t)≈cosωct-利用傅氏变换公式m(t)     M(ω)  cosωct  π［δ(ω+ωc)+δ(ω-ωc)］  sinωct   jπ［δ(ω+ωc)-δ(ω-ωc)］ 可得窄带调频信号的频域表达式窄带调频信号的频域表达式（4.3 - 11）（4.3 - 12）4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        将它与AM信号的频谱比较，可以清楚地看出两种调制的相似性和不同处。

两者都含有一个载波和位于±ωc处的两个边带，所以它们的带带宽宽相相同同，， 都都是是调调制制信信号号最最高高频频率率的的两两倍倍不同的是，NBFM的两个边频分别乘了因式1/(ω-ωc)和1/(ω+ωc)，由于因式是频率的函数，所以这种加权是频频率率加加权权，加加权权的的结结果果引引起起调调制制信信号号频谱的失真频谱的失真另外，有一边频和AM反相 2 2、、NBFMNBFM和和AMAM信号频谱的比较举例信号频谱的比较举例      以单音调制为例4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统设调制信号      m(t)=Amcosωmt则NBFM信号信号为              SNBFM(t)≈cosωct-[cos(ωc+ωm)t-cos(ωc-ωm)t］AM信号信号为 SAM= (A0+Amcosωmt) cosωct       = A0 cosωct+Amcosωm cosωct       = A0 cosωct+Am /2 ［cos(ωc+ωm)t+cos(ωc-ωm)t］（4.3 - 13）（4.3 - 14）4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4 – 18  单音调制的AM与NBFM频谱   它们的频谱如图 4 - 18 所示。

4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4-19  AM与NBFM的矢量表示由此而画出的矢量图如图 4 - 19 所示4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        在在AM中中，，两两个个边边频频的的合合成成矢矢量量与与载载波波同同相相，，只只发发生生幅幅度度变变化化；；而而在在NBFM中中，，由由于于下下边边频频为为负负，，两两个个边边频频的的合合成成矢矢量量与与载载波波则则是是正正交交相相加加，，因因而而NBFM存存在在相相位位变变化化Δφ，， 当当最最大大相相位位偏偏移移满满足足式式NBFM近近似似条条件件时时，， 幅幅度度基基本本不不变变这正是两者的本质区别         由于NBFM信信号号最最大大相相位位偏偏移移较较小小，，占占据据的的带带宽宽较较窄窄，， 使使得得调调制制制制度度的的抗抗干干扰扰性性能能强强的的优优点点不不能能充充分分发发挥挥，，因因此此目目前前仅仅用用于于抗抗干干扰扰性性能能要要求求不不高高的的短短距距离离通通信信中中。

在长距离高质量的通信系统中，如微波或卫星通信、调频立体声广播、超短波电台等多采用宽带调频 4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 3. 宽带调频（宽带调频（WBFM）的表达式）的表达式        当不满足NBFM近似窄带条件时，调频信号的时域表达式不能简化，因而给宽带调频的频谱分析带来了困难为使问题简化，我们只研究单音调制的情况，然后把分析的结论推广到多音情况         设单音调制信号     m(t)=Amcosωmt=Amcos2πfmt       则调频信号的瞬时相偏为4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 φ(t)=Am                                                                             (4.3 - 15)式中，AmKf为最大角频偏为最大角频偏，记为Δωmf为调频指数调频指数，它表示为    mf=                                                                       (4.3 - 16)        将式（4.3 - 15）代入式（4.3 - 8），则得单音宽带调频的时域表达式                                                                                                                                                                                                     (4.3 - 17)将上式中的                         展成级数形式(周期为2π/wm )4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        式中，Jn(mf)为第一类n阶贝塞尔（Bessel）函数，它是调频指数mf的函数。

         图 4 - 20 给出了Jn(mf)随mf变化的关系曲线， 详细数据可参看Bessel函数表4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图4-20     Jn(mf)-mf关系曲线4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统根据Bessel函数性质n为奇数时    J-n(mf) = - Jn(mf)         n为偶数时 J-n(mf) = Jn(mf) 调频信号的级数展开式： SFM(t) =A         Jn(mf)cos(ωc+nωm)t             =A{J0(mf)cosωct-J1(mf)［cos(ωc-ωm)t-cos(ωc+ωm)t］                   +J2(mf)［cos(ωc-2ωm)t+cos(ωc+2ωm)t］            -J3(mf)［cos(ωc-3ωm)t-cos(ωc+3ωm)t］+…}                                                                                         (4.3 - 21)4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统它的傅氏变换即为频谱  SFM(ω)=Aπ    Jn(mf)［δ(ω-ωc-nωm)+δ(ω+ωc+nωm)］                                                                                                                                         (4.3 - 22)        由式（4.3 - 21）和（4.3 - 22）可见， 调调频频波波的的频频谱谱包包含含无无穷穷多多个个分分量量。

当n=0时就是载波分量ωc，其幅度为J0(mf)； 当n≠0 时在载频两侧对称地分布上下边频分量ωc±nωm， 谱线之间的间隔为ωm，幅度为Jn(mf)，且当n为奇数时，上下边频极性相反； 当n为偶数时极性相同图 4 - 21 示出了某单音宽带调频波的频谱  4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统       图 4 – 21     调频信号的频谱（mf=5 ）4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统4. 宽带调频（宽带调频（WBFM）的带宽）的带宽        由于调频波的频谱包含无穷多个频率分量，因此，理理论论上上调调频频波波的的频频带带宽宽度度为为无无限限宽宽 然而实际上边频幅度Jn(mf)随着n的增大而逐渐减小，因此只要取适当的n值使边频分量小到可以忽略的程度，调频信号可近似认为具有有限频谱        根据经验认为：当当mf≥1 以以后后，，取取边边频频数数n=mf+1 即即可可因为n＞mf+1 以上的边频幅度Jn(mf)均小于 ，相应产生的功率均在总功率的 2% 以下，可以忽略不计。

根据这个原则，调调频频波波的的带宽为带宽为 BFM=2(mf+1)fm=2(Δf+fm)          (4.3 - 23)4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统它说明调频信号的带宽取决于最大频偏和调制信号的频率， 该式称为卡森公式卡森公式 若若mf <<1 时，时，BFM≈2fm 这就是窄带调频的带宽，与前面的分析相一致 若若mf≥10 时，时，BFM≈2Δf      这是大指数宽带调频情况， 说明带宽由最大频偏决定         以上讨论的是单音调频情况对于多多音音或其他任意信号调制的调频波的频谱分析是很复杂的        根据经验把卡卡森森公公式式推推广广，即可得到任任意意限限带带信信号号调调制制时的调频信号带宽的估算公式时的调频信号带宽的估算公式4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统               BFM=2(D+1)fm                                  (4.3 - 24)这里，fm是是调调制制信信号号的的最最高高频频率率，，D是是最最大大频频偏偏Δf与与fm的比值的比值。

实际应用中，当D＞2 时，用式                     BFM=2(D+2)fm                             (4.3 - 25)计算调频带宽更符合实际情况  4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统5、调频信号的功率分配、调频信号的功率分配–调频信号的平均功率为–由帕塞瓦尔定理可知 –利用贝塞尔函数的性质得到–上式说明，调频信号的平均功率等于未调载波的平调频信号的平均功率等于未调载波的平均功率，即均功率，即调制后总的功率不变调制后总的功率不变，只是将原来载波，只是将原来载波功率中的一部分分配给每个边频分量功率中的一部分分配给每个边频分量 4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 * *三、调频信号的产生与解调三、调频信号的产生与解调三、调频信号的产生与解调三、调频信号的产生与解调（选）（选）（选）（选）     1. 调频信号的产生调频信号的产生            产生调频波的方法通常有两种： 直接法和间接法。

       （（1）） 直直接接法法：：就就是是用用调调制制信信号号直直接接控控制制振振荡荡器器的的频频率率，，使其按调制信号的规律线性变化使其按调制信号的规律线性变化          振荡频率由外部电压控制的振荡器叫做压压控控振振荡荡器器（VCO）每个压控振荡器自身就是一个FM调制器，因为它的振荡频率正比于输入控制电压，即                     ωi(t)=ω0+Kf m(t)若用调制信号作控制信号，就能产生FM波 4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        控控制制VCO振振荡荡频频率率的的常常用用方方法法是是改改变变振振荡荡器器谐谐振振回回路路的的电电抗抗元元件件L或或CL或C可控的元件有电抗管、变容管变容管由于电路简单，性能良好，目前在调频器中广泛使用         直直接接法法的的主主要要优优点点是在在实实现现线线性性调调频频的的要要求求下下，，可可以以获获得得较较大大的的频频偏偏缺缺点点是是频频率率稳稳定定度度不不高高因此往往需要采用自动频率控制系统来稳定中心频率。

         应用如图 4 - 22 所示的锁锁相相环环（（PLL））调调制制器器，，可可以以获获得得高高质质量量的的FM或或PM信信号号其载频稳定度很高，可以达到晶体振荡器的频率稳定度但这种方案的一个显著缺点是， 在调制频率很低，进入PLL的误差传递函数He(s)（高通特性）的阻带之后，调制频偏（或相偏）是很小的 4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4 – 22      PLL调制器4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理        为使PLL调制器具有同样良好的低频调制特性，可用锁相环路构成一种所谓两点调制的宽带FM调制器(可参阅有关资料) 第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统   （（2）） 间间接接法法：：是是先先对对调调制制信信号号积积分分后后对对载载波波进进行行相相位位调调制制，，从从而而产产生生窄窄带带调调频频信信号号(NBFM)；；然然后后，，利利用用倍倍频频器器把把NBFM变变换成宽带调频信号换成宽带调频信号(WBFM)其原理框图如图4 - 23 所示。

 4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理图 4 – 23       间接调频框图第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统          由式（4.3 - 11）可知， 窄窄带带调调频频信信号号可可看看成成由由正正交交分分量与同相分量合成量与同相分量合成，即            SNBFM(t)=cosωct-                     sinωct 因此，可采用图 4 - 24 所示的方框图来实现窄带调频 图 4- 24   窄带调频信号的产生4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        倍倍频频器器的的作作用用是提高调频指数mf，从而获得宽带调频 倍倍频频器器可可以以用用非非线线性性器器件件实实现现，然后用带通滤波器滤去不需要的频率分量 以理想平方律器件为例，其输出-输入特性为                   so(t)=as2i(t)                           (4.3 - 26)当输入信号si(t)为调频信号时，有                                               si(t)=Acos［ωct+φ(t)］                so(t)=       aA2｛1+cos［2ωct+2φ(t)］｝    (4.3 - 27)        由上式可知， 滤除直流成分后可得到一个新的调频信号， 其载频和相位偏移均增为2倍，由于相位偏移增为2倍，因而调频指数也必然增为2倍。

 4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        同理，经n次倍频后可以使调频信号的载频和调频指数增为n倍         以典型的调频广播的调频发射机为例在这种发射机中首先以f1=200kHz为载频，用最高频率fm=15 kHz的调制信号产生频偏Δf1=25 Hz的窄带调频信号而调频广播的最终频偏Δf=75 kHz,  载 频 fc在 88~108  MHz频 段 内 ， 因 此 需 要 经 过 的n=Δf/Δf1=75×103/25=3000  的倍频，但倍频后新的载波频率(nf1)高达600MHz，不符合fc的要求因此需要混混频频器器进行下变频来解决这个问题 4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        解决上述问题的典型方案如图 4 - 25所示图 4 - 25Armstrong间接法 4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统       其中混频器将倍频器分成两个部分，由于混频器只改变载频而不影响频偏， 因此可以根据宽带调频信号的载频和最大频偏的要求适当的选择f1，f2和n1, n2，使                   fc=n2(n1f1-f2)              Δf=n1n2Δf1                                (4.3 - 28)                    mf=n1n2mf1例如，在上述方案中选择倍频次数n1=64, n2=48，混频器参考频率f2，则调频发射信号的载频            fc=n2(n1f1-f2)               =48×(64×200×103-10.9×106)=91.2 MHz4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统调频信号的最大频偏Δf=n1n2Δf1=64×48×25=76.8 kHz调频指数    mf=                                                                   图 4 - 25所示的宽带调频信号产生方案是由阿阿姆姆斯斯特特朗朗（Armstrong）于1930年提出的，因此称为Armstrong间间接接法法。

 这个方法提出后，使调频技术得到很大发展    间间接接法法的的优优点点是是频频率率稳稳定定度度好好缺缺点点是是需需要要多多次次倍倍频频和和混频，因此电路较复杂混频，因此电路较复杂 4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统    2. 调频信号的解调调频信号的解调        (1) 非相干解调非相干解调        由于调频信号的瞬时频率正比于调制信号的幅度， 因而调频信号的解调器必须能产生正比于输入频率的输出电压， 也就是当输入调频信号为SFM(t)=Acos［ωct+                  ］          (4.3 - 29)时， 解调器的输出应当为       mo(t)∝Kfm(t)                                             (4.3- 30) 最最简简单单的的解解调调器器是是具具有有频频率率-电电压压转转换换特特性性的的鉴鉴频频器器图 4 - 26 给出了理想鉴频特性和鉴频器的方框图4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4 – 26    鉴频器特性与组成4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统    sd(t)=-A［ωc+Kfm(t)］sin［ωct+         这是一个幅度、 频率均含调制信息的调幅调频信号， 因此用包络检波器将其幅度变化取出，并滤去直流后输出        mo(t)=KdKfm(t)                                              (4.3 - 32)这里Kd称为称为鉴频器灵敏度鉴频器灵敏度。

 (4.3 - 31)4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理理想鉴频器理想鉴频器可看成是带微分器的包络检波器带微分器的包络检波器，微分器输出第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        以上解调过程是先用微分器将幅度恒定的调频波变成解调过程是先用微分器将幅度恒定的调频波变成调幅调频波调幅调频波，再用包络检波器从幅度变化中检出调制信号，再用包络检波器从幅度变化中检出调制信号，因此上述解调方法又称为包络检测包络检测 包络检测的缺点包络检测的缺点之一是包络检波器对于由信道噪声和其由信道噪声和其他原因引起的幅度起伏也有反应他原因引起的幅度起伏也有反应，为此， 在微分器前加一个限幅器和带通滤波器限幅器和带通滤波器以便将调频波在传输过程中引起的幅度变化部分削去，变成固定幅度的调频波， 带通滤波器让调频信号顺利通过，而滤除带外噪声及高次谐波分量  第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统       鉴频器的种类很多，详细叙述可参考高频电子线路教材 此外，目前还常用锁相环锁相环(PLL)鉴频器    PLL是一个能够跟踪输入信号相位的闭环自动控制系统。

 由于PLL具具有有引引人人注注目目的的特特性性, 即载载波波跟跟踪踪特特性性、调调制制跟跟踪踪特特性性和低低门门限限特特性性，因而使得它在无线电通信的各个领域得到了广泛的应用PLL最最基基本本的的原原理理图图如图4 - 27 所示它由鉴鉴相器（相器（PD）、）、 环路滤波器环路滤波器(LF)和压控振荡器（和压控振荡器（VCO））组成4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理图 4 – 27     PLL鉴频器第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统    si(t)=Acos［ωct+          =Acos［ωct+θ1(t)］                                        (4.3 - 33)     sv(t)=Avsin［ωct+            式中, KVCO为压控灵敏度         设计PLL使其工作在调制跟踪状态下，这时VCO输出信号的相位θ2(t)能够跟踪输入信号的相位θ1(t)的变化也就是说， VCO输出信号sv(t)也是FM信号我们知道，VCO本身就是一个调频器，它输入端的控制信号uc(t)必是调制信号m(t)，因此uc(t)即为鉴频输出。

 (4.3 - 34)4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理       假设VCO输入控制电压为0时振荡频率调整在输入FM信号si(t)的载频上，并且与调频信号的未调载波相差π/2，即有第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4- 28   窄带调频信号的相干解调4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理(2) 相干解调相干解调        由于窄带调频信号可分解成同相分量与正交分量之和，由于窄带调频信号可分解成同相分量与正交分量之和，因而可以采用线性调制中的相干解调法来进行解调因而可以采用线性调制中的相干解调法来进行解调，如图 4 - 28 所示 第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统  设窄带调频信号为SNBFM(t)=A cosωct-A [相干载波        c(t)=-sinωct                                  (4.3 - 36)则相乘器的输出为 (4.3 - 35)4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 可见，相干解调可以恢复原调制信号，这种解调方法与线性调制中的相干解调一样， 要求本地载波与调制载波同步， 否则将使解调信号失真。

 经低通滤波器取出其低频分量再经微分器，得输出信号(4.3 - 37)4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 作作 业业思考题（自作）：思考题（自作）： P127 5-10 习习 题题 ：： P130 5-174.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理 4.4 4.4 调频系统的抗噪声性能调频系统的抗噪声性能◆ ◆ 调频信号非相干解调的输入信噪比调频信号非相干解调的输入信噪比◆ ◆ 调频系统调频系统调频系统调频系统非相干解调非相干解调非相干解调非相干解调的调制制度增益的调制制度增益的调制制度增益的调制制度增益G G G G◆ ◆ 预加重和去加重预加重和去加重第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统一、一、一、一、调频信号非相干解调的输入信噪比调频信号非相干解调的输入信噪比调频信号非相干解调的输入信噪比调频信号非相干解调的输入信噪比 调频信号的解调有相干解调和非相干解调两种。

调频信号的解调有相干解调和非相干解调两种相干相干解调解调仅适用于窄带调频信号，且需同步信号仅适用于窄带调频信号，且需同步信号； 而而非相干解调非相干解调适用于窄带和宽带调频信号，而且不需同步信号适用于窄带和宽带调频信号，而且不需同步信号，因而是FM系统的主要解调方式，其分析模型如图4.4-1 所示图 4 .4-1  调频系统抗噪声性能分析模型      图中 :限幅器限幅器是为了消除接收信号在幅度上可能出现的畸变   带通滤带通滤波器波器的作用是抑制信号带宽以外的噪声n(t)是均值为零，单边功率谱密度为n0的高斯白噪声，经过带通滤波器变为窄带高斯噪声 第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统       设输入调频信号输入调频信号为 因而输入信号功率输入信号功率                                                                       (4.4 - 1)   理想带通滤波器的带宽与调频信号的带宽BFM相同，所以输入噪声功率输入噪声功率                     Ni=n0BFM                                                (4.4 - 2)因此, 输入信噪比输入信噪比                                                                             (4.4 - 3)第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 二、二、二、二、调频系统非相干解调的调制制度增益调频系统非相干解调的调制制度增益调频系统非相干解调的调制制度增益调频系统非相干解调的调制制度增益GG        为了求得调频系统的调制制度增益G，需求解调器输出解调器输出端的信号和噪声的平均功率端的信号和噪声的平均功率。

由于解调器输入波形是调频信号和噪声的混合波形，该波形在进行限幅以前可以表示为：         即：              这是两个余弦的合成若令合成波为,它经限幅后可除去包络的起伏，于是得到限幅后的波形为                                               由此可见，对于鉴频器输出信号来说， V`(t)究竟为何值是无关紧要的，我们感兴趣的是                为了求得        ，现令第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统         利用三角函数的矢量表示法，合成矢量acos Φ 可用图4.4-2 来表示由图（a）—— Φ1 < Φ2可见，为了求出Φ，可先求出Φ- Φ1利用三角形关系可得（4.4-4）第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图4.4-2      矢量合成图第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统(4.4-5)同理,由图4.4-2(b) —— Φ1 > Φ2可得Φ的另一种表达式 (4.4-6)因而第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统根据式(4.4-4)给定的条件,由式(4.4-5)及(4.4-6)可得(4.4-7)或(4.4-8)         由于解调器的输出正比于瞬时频率偏移,故原则上可以从式(4.4-7)或(4.4-8)求得相应的输出。

不过,直接利用以上两式来求解调器的输出是困难的,因而,我们只考虑两种特殊的情形.        1、在大信噪比情况下、在大信噪比情况下,即即A≫≫V(t)               此时式(4.4-7)可简化为(4.4-9)第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统      显然,式中φ(t) 是与有用信号有关的项；而上式右边第三项是取决于噪声的项这样分解后也可以得到大信噪比条件下的输出信号与噪声因解调器（鉴频器）的输出电压v0(t)应与输入信号瞬时频偏成正比,利用上式可得(4.4-10) 于是解调器输出的有用信号为(4.4-11)考虑到第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统故有于是在大信噪比情况下，解调器输出的信号功率于是在大信噪比情况下，解调器输出的信号功率为而解调器的输出噪声解调器的输出噪声为（4.4-12）（4.4-13）第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统其中        为了求出噪声功率，可先求出nd(t)的功率根据对噪声的分析可知，噪声nd(t) 的功率在数值上与n i(t) 的功率相同，即有（4.4-14）      不过，应注意， n i(t)是带通型噪声，而 nd(t)是解调后的低通型（0，B/2 ）的噪声。

         由于 dnd(t)/dt  实际上就是nd(t) 通过理想微分电路后的输出，故它的功率谱密度应等于nd(t)的功率谱密度乘以理想微分电路的功率传输函数          设nd(t)的功率谱密度为pi(w),理想微分电路的功率传输函数为第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统若设的功率谱密度为p0(w),则因为所以（4.4-17)（4.4-16)（4.4-15)上述结果可用图来表示第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图4.4-3               的功率谱密度第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统（4.4-18）（4.4-19）             于是，由式（）和式（）可得调频信调频信号解调器的输出信噪比号解调器的输出信噪比为：        由此可见，           的功率谱密度在频带内不再是均匀的，而是与f2成正比现假设解调器中的低通滤波器的截至频率为f m，且有                  ,  再利用式（），可求得输出噪声功输出噪声功率率为：第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统       为使上式具有简明的结果，我们考考虑虑m(t)为为单单一一频频率率余余弦波时的情况弦波时的情况，即                   m(t)=Amcosωmt这时的调频信号为      Sm(t)=Acos［ωct+mfsinωmt］           (4.4 - 20)式中 将这些关系式代入式（4.4 - 4）可得    (4.4 – 21)第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        因此， 由式（4.4 -3）和（4.4 - 21）可得解解调调器器的的制制度增益度增益                                                                                  又因在宽带调频时， 信号带宽为           BFM=2(mf+1)fm=2(Δf+fm)    所以， 式（4.4 - 22）还可以写成            GFM=3m2f(mf+1)≈3m3f               (4.4 - 23)   上式表明， 大大信信噪噪比比时时宽宽带带调调频频系系统统的的制制度度增增益益是是很很高高的的，， 它它与与调调制制指指数数的的立立方方成成正正比比。

例如调频广播中常取mf=5， 则制度增益GFM=450也就是说，加加大大调调制制指指数数mf，，可可使使调调频系统的抗噪声性能迅速改善频系统的抗噪声性能迅速改善 (4.4-22)此公式对单一频率调制信号适用!第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 讨论：讨论： 调频系统与调幅系统的抗噪声性能比较（选）调频系统与调幅系统的抗噪声性能比较（选）          设调频与调幅信号均为单单音音调调制制，调制信号频率为fm，调调幅幅信信号号为为100%调调制制当两者的接收功率Si相等， 信道噪声功率谱密度n0相同时，比较调频系统与调幅系统的抗噪声性能           调频波和调幅波的输出信噪比分别为第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统   则两者输出信噪比的比值为而第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统将这些关系式带入上式， 得        由此可见，在在高高调调频频指指数数时时，，调调频频系系统统的的输输出出信信噪噪比比远远大大于于调调幅幅系系统统例如，mf=5 时，宽带调频的So/No是调幅时的倍这也可理解成当两者输出信噪比相等时，调频信号的发射功率可减小到调幅信号的。

        应当指出， 调调频频系系统统的的这这一一优优越越性性是是以以增增加加传传输输带带宽宽来换取的来换取的 BFM=2(mf+1)fm=(mf+1)BAM            (4.4 - 24)第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统当 mf  >>1 时,  BFM≈mfBAM        这说明宽宽带带调调频频输输出出信信噪噪比比相相对对于于调调幅幅的的改改善善与与它它们们带带宽宽比比的的平平方方成成正正比比这就意味着，对对于于调调频频系系统统来来说说，，增增加加传传输输带宽就可以改善抗噪声性能带宽就可以改善抗噪声性能         调频方式的这种以带宽换取信噪比的特性是十分有益的在调幅制中，由于信号带宽是固定的， 无法进行带宽与信噪比的互换，这也正是在抗噪声性能方面调频系统优于调幅系统的重要原因  第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统2. 小信噪比情况与门限效应小信噪比情况与门限效应         应该指出，以上分析都是在(Si/Ni)FM足够大的条件下进行的当处于小信噪比（即V(t)>>A)情况时，根据前述推导的公式（4.4-8),即简化得：       分析上式可知，这时没有单独存在的有用信号项，解调器输出几乎完全由噪声决定。

第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统         也就是说，当当(Si/Ni)FM减减小小到到一一定定程程度度时时，，解解调调器器的的输输出出中中不不存存在在单单独独的的有有用用信信号号项项，，信信号号被被噪噪声声扰扰乱乱，，因因而而(So/No)FM急急剧剧下下降降这种情况与AM包检时相似，我们称之为门门限限效效应应出出现现门门限限效效应应时时所所对对应应的的(Si/Ni)FM值值被被称称为为门门限限值（点）值（点），记为(Si/Ni)b        图 4 .4-4 示出了在单音调制的不同调制指数mf下，调频解调器的输出信噪比与输入信噪比近似关系曲线由图可见           （（1）） mf不不同同，，门门限限值值不不同同mf 越越大大，，门门限限点点(Si/Ni)b越越高高Si/Ni)FM＞＞(Si/Ni)b时时，，(So/No)FM与与(Si/Ni)FM呈呈线线性性关关系系，，且且mf越大，输出信噪比的改善越明显越大，输出信噪比的改善越明显   第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图4.4-4   非相干解调的门限效应第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统       （（2）） (Si/Ni)FM＜＜(Si/Ni)b时时，， (So/No)FM将将随随(Si/Ni)FM的的下下降降而而急急剧剧下下降降。

且且mf越越大大，，(So/No)FM下下降降得得越越快快，，甚甚至至比比DSB或或SSB更差         这表明，FM系系统统以以带带宽宽换换取取输输出出信信噪噪比比改改善善并并不不是是无无止止境境的的随着传输带宽的增加（相当mf加大），输入噪声功率增大，在输入信号功率不变的条件下，输入信噪比下降， 当输入信噪比降到一定程度时就会出现门限效应，输出信噪比将急剧恶化  实践和理论计算均表明，应用普普通通鉴鉴频频器器解解调调调调频频信信号号时时，，其其门门限限效效应应与与输输入入信信噪噪比比有有关关，，一一般般发发生生在在输输入入信信噪噪比比α=10dB左右处左右处第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统       在空间通信等领域中，对调频接收机的门限效应十分关注，希望在接收到最小信号功率时仍能满意地工作，这就要求门限要求门限点向低输入信噪比方向扩展点向低输入信噪比方向扩展采用比鉴频器更优越的一些解调采用比鉴频器更优越的一些解调方法可以达到改善门限效应的要求，目前用的较多的有方法可以达到改善门限效应的要求，目前用的较多的有锁相环锁相环鉴频法鉴频法和和调频负回授鉴频法调频负回授鉴频法。

        如同包络检波器一样，如同包络检波器一样，FM解调器的门限效应也是由它的解调器的门限效应也是由它的非线性的解调作用所引起的非线性的解调作用所引起的由于在门限值以上时， FM解调器具有良好的性能，故在实际中除设法改善门限效应外，一般一般应使系统工作在门限值以上应使系统工作在门限值以上第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统三、三、三、三、 预加重和去加重预加重和去加重预加重和去加重预加重和去加重 1、目的：、目的： 鉴频器输出噪声功率谱随鉴频器输出噪声功率谱随f呈抛物线形状增大但呈抛物线形状增大但在调频广播中所传送的语音和音乐信号的能量却主要在调频广播中所传送的语音和音乐信号的能量却主要分布在低频端，且其功率谱密度随频率的增高而下降分布在低频端，且其功率谱密度随频率的增高而下降因此，在调制频率高频端的信号谱密度最小，而噪声谱密度却是最大，致使高频端的输出信噪比明显下降，这对解调信号质量会带来很大的影响 为了进一步改善调频解调器的输出信噪比，针对为了进一步改善调频解调器的输出信噪比，针对鉴频器输出噪声谱呈抛物线形状这一特点，在调频系鉴频器输出噪声谱呈抛物线形状这一特点，在调频系统中广泛采用了加重技术，包括统中广泛采用了加重技术，包括“预加重和预加重和“去加重去加重”措施措施。

预加重”和“去加重”的设计思想是保持输出信号不变，有效降低输出噪声，以达到提高输出信噪比的目的第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统2、原理、原理所谓“去加重去加重”就是在解调器输出端接一个传输就是在解调器输出端接一个传输特性随频率增加而滚降的线性网络特性随频率增加而滚降的线性网络Hd (f) ，将调制频率，将调制频率高频端的噪声衰减，使总的噪声功率减小高频端的噪声衰减，使总的噪声功率减小        但是，由于去加重网络的加入，在有效地减弱输出噪声的同时，必将使传输信号产生频率失真         因此，必须在调制器前加入一个在调制器前加入一个预加重网络预加重网络Hp(f) ，人为地提升调制信号的高频分量，以抵消去加重网络，人为地提升调制信号的高频分量，以抵消去加重网络的影响的影响显然，为了使传输信号不失真，应该有这是保证输出信号不变的必要条件第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统3、方框图、方框图：加有预加重和去加重的调频系统4、性能、性能        由于采用预加重/去加重系统的输出信号功率与没有采用预加重/去加重系统的功率相同，所以调频解调器的输出信噪比的改善程度输出信噪比的改善程度可用加重前的输出噪声功率与加加重前的输出噪声功率与加重后的输出噪声功率的比值确定重后的输出噪声功率的比值确定，即       上式进一步说明，输出信噪比的改善程度取决于去加重网络的特性。

 第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统5、实用电路、实用电路：下图给出了一种实际中常采用的预加重和预加重和去加重电路去加重电路，它在保持信号传输带宽不变的条件下，保持信号传输带宽不变的条件下，可使输出信噪比提高可使输出信噪比提高6 dB左右左右 预加重网络与网络特性去加重网络与网络特性第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 作作 业业思考题（自作）：思考题（自作）： P127 5-13，，5-14, 5-16，，5-17习习 题题 ：： P130 5-16，，5-184.5 4.5 各种模拟调制系统的性能比较各种模拟调制系统的性能比较♣ 性能比较性能比较♣ 特点与应用特点与应用第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统         综合前面的分析，各种模拟调制方式的性能如表 4.5-1 所示表中的So/No的条件的条件(5个个)是相同的解调器输入信号功相同的解调器输入信号功率率Si、相同噪声功率谱密度、相同噪声功率谱密度n0、相同基带信号带宽、相同基带信号带宽fm。

其中AM为100%调制调制，调制信号为单音正弦单音正弦        1. 1. 性能比较性能比较性能比较性能比较    WBFM抗噪声性能最好，抗噪声性能最好，DSB、、SSB、、VSB抗噪声性抗噪声性能次之，能次之，AM抗噪声性能最差，抗噪声性能最差，NBFM和和AM的性能接近的性能接近第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        图 4.5-1 示出了各种模拟调制系统的性能曲线, 图中的圆点表示门限点图 4.5-1   各种模拟调制系统的性能曲线第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统         门限点以下，曲线迅速下跌；门限点以上， DSB、SSB的信噪比比AM高4.7 dB以上，而FM（mf=6）的信噪比比AM高22 dB        由此可见：FM的调频指数的调频指数mf越大，越大， 抗噪声性能越好，抗噪声性能越好，但占据的带宽越宽，频带利用率低但占据的带宽越宽，频带利用率低 SSB的带宽最窄，的带宽最窄，其频带利用率高其频带利用率高 第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统2. 特点与应用特点与应用   （（1）） AM调制调制: 优点优点：：接收设备简单接收设备简单；； 缺点缺点：：功率利用率低功率利用率低，抗干扰能力差，在传输中如，抗干扰能力差，在传输中如果载波受到信道的选择性衰落果载波受到信道的选择性衰落， 则在包检时会出现过调失包检时会出现过调失真真，信号频带较宽，频带利用率不高频带利用率不高。

          应用：应用：AM制式用于通信质量要求不高的场合，制式用于通信质量要求不高的场合， 目目前主要用在中波和短波的调幅广播中前主要用在中波和短波的调幅广播中 第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统       （（2）） DSB调调制制:优优点点是是功功率率利利用用率率高高，，但但带带宽宽与与AM相相同同，， 接接收收要要求求同同步步解解调调，，设设备备较较复复杂杂只只用用于于点点对对点点的的专专用通信，用通信， 运用不太广泛运用不太广泛         （（3））SSB调调制制:优优点点是是功功率率利利用用率率和和频频带带利利用用率率都都较较高高，，抗抗干干扰扰能能力力和和抗抗选选择择性性衰衰落落能能力力均均优优于于AM, 而而带带宽宽只只有有AM的的一一半半；； 缺缺点点是是发发送送和和接接收收设设备备都都复复杂杂鉴鉴于于这这些些特特点点，，SSB制制式式普普遍遍用用在在频频带带比比较较拥拥挤挤的的场场合合，，如如短短波波波波段段的的无无线线电广播和频分多路复用系统中电广播和频分多路复用系统中         第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 （（4））VSB调调制制:诀窍在于部分抑制了发送边带， 同时又利用平缓滚降滤波器补偿了被抑制部分。

      VSB的的性性能能与与SSB相相当当VSB解调原则上也需同同步步解解调调， 但在某些VSB系统中，附加一个足够大的载波，就可用包包络络检检波波法法解解调调合合成成信信号号（（VSB+C）），，这种(VSB+C)方式综合了AM、 SSB和DSB三者的优点所有这些特点，使VSB对商用电视广播系统特别具有吸引力         第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        （（5）窄带）窄带FM波波: 优优点点：：10—— 幅幅度度恒恒定定不不变变，， 这这使使它它对对非非线线性性器器件件不不甚甚敏敏感感，， 给给FM带带来来了了抗抗快快衰衰落落能能力力利利用用自自动动增增益益控控制制和和带带通通限限幅幅还还可可以以消消除除快快衰衰落落造造成成的的幅幅度度变变化化效效应应窄窄带带FM对对微微波中继系统颇具吸引力波中继系统颇具吸引力 20—— 窄窄带带FM采采用用相相干干解解调调时时不不存存在在门门限限效效应应 在接收信号弱，干扰大的情况下宜采用窄带FM， 这就是小型通信机常采用窄带调频的原因。

第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统    （（6）宽带）宽带FM波波:              宽宽带带FM的的优优点点是是抗抗干干扰扰能能力力强强，， 可可以以实实现现带带宽宽与与信信噪噪比比的的互互换换，因而宽带FM广泛应用于长距离高质量的通信系统中，如空空间间和和卫卫星星通通信信、、调调频频立立体体声声广广播播、、 超超短短波波电台等电台等              宽宽带带FM的的缺缺点点是是频频带带利利用用率率低低，，存存在在门门限限效效应应，因此在接收信号弱，干扰大的情况下宜采用窄带FM， 这就是小型通信机常采用窄带调频的原因4.6 4.6 频分复用和调频立体声频分复用和调频立体声☆ ☆ 频分复用频分复用☆☆ *复合调制和多级调制（选）复合调制和多级调制（选）☆ ☆ *模拟多路复用系统（选）模拟多路复用系统（选）☆ ☆ 调频立体声广播调频立体声广播第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统一、频分复用一、频分复用一、频分复用一、频分复用 1、频分复用的概念、频分复用的概念 复用：复用：是一种将若干个彼此独立的信号合并为一个可在同是一种将若干个彼此独立的信号合并为一个可在同一信道上传输的复合信号的方法一信道上传输的复合信号的方法。

       常见的信道复用分为频分复用频分复用和时分复用时分复用两种       频分复用频分复用：就是按频率区分信号的复用方法就是按频率区分信号的复用方法 时分复用时分复用：就是按时间区分信号的复用方法就是按时间区分信号的复用方法       通常，在通信系统中，信道所提供的带宽往往总比传输一路信号所需的带宽宽得多因此，一个信道只传送一路信号有时是非常浪费的为了充分利用信道的带宽，因而提出了信道频分复用的问题第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 2、频分复用系统、频分复用系统 方法方法是：调制         合成          传输         分路              频分复用系统组成原理图如图 4.6-1 所示        图中，各路基带信号首先通过低通滤波器(LPF)限制基带信号的带宽，避免它们的频谱出现相互混叠然后，各路信号分别对各自的载波进行调制、合成后送入信道传输        在接收端，分别采用不同中心频率的带通滤波器分离出各路已调信号，解调后恢复出基带信号 第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4 .6-1    频分复用系统组成原理图第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统3、载频的选择、载频的选择               频分复用是利用各路信号在频（率）域不相互重叠来区分的。

 若相邻信号之间产生相互干扰，将会使输出信号产生失真        为了防止相邻信号之间产生相互干扰，应合理选择载波频率fc1, fc2, …, fcn，并使各路已调信号频谱之间留有一定的保护间保护间隔隔        即：fc(i+1)=fci +(fm+fg)    ,  i =1,2,…,n      式中： fci 和fc(i+1)分别为第i路与第（i +1）路载频的频率；                   fm为每一路（信号）的最高频率；                   fg为邻路间隔防护频带邻路间隔防护频带第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统         若基带信号是模拟信号，则调制方式可以是DSB-SC、 AM、SSB、VSB或FM等，其中SSB方式频带利用率最高若基带信号是数字信号，则调制方式可以是ASK、FSK、PSK等各种数字调制         各路信号具有相同的各路信号具有相同的fm，但它们的频谱结构不同；，但它们的频谱结构不同； n路单路单边带信号的边带信号的总频带宽度总频带宽度最小应等于：最小应等于：        Bn=nfm+(n-1)fg=(n-1)(fm+fg)+fm=(n-1)B1+fm        式中： B1= fm+fg，是一路占用的带宽。

       （若为双边带，则 Bn=2[nfm+(n-1)fg ]     ）第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统   图 4 .6-2     复用信号的频谱结构示意图复用信号的频谱结构示意图如图所示第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 4、频分复用的优缺点、频分复用的优缺点      频分复用的最大优点频分复用的最大优点是信道复用率高，容许复用的路数多，是信道复用率高，容许复用的路数多，同时分路也很方便同时分路也很方便因此，它成为目前模拟通信中最主要的一种复用方式，特别是在有线和微波通信系统中，应用十分广泛       频分复用系统的主要缺点频分复用系统的主要缺点是是设备生产较为复杂设备生产较为复杂，同时因滤，同时因滤波特性不够理想和信道内存在非线性而产生波特性不够理想和信道内存在非线性而产生路间干扰路间干扰 *二、复合调制和多级调制（选）二、复合调制和多级调制（选）二、复合调制和多级调制（选）二、复合调制和多级调制（选）     1、复合调制、复合调制           所谓复合调制复合调制， 就是对同一载波进行两种或更多种的就是对同一载波进行两种或更多种的调制调制。

如对一个频率调制波再进行一次振幅调制，所得结果变成了调频调幅波第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统2、多级调制、多级调制        所谓多级调制多级调制，通常是将同一基带信号实施两次或更多次通常是将同一基带信号实施两次或更多次的调制过程的调制过程这里所采用的调制方式可以是相同的，也可以是不同的        图示出了一个多级调制的例子图4.6-3    SSB/SSB多级调制的组成方框图第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        这是一个频分复用系统，w1i是为频分设置的第一次调制的载波频率，而w2则是第二次调制的载波频率图中，对每一路来说，第一次采用SSB调制方式，第二次也采用SSB调制方式，一般记为SSB/SSB        在实际的通信系统中，常见的多级调制方式在实际的通信系统中，常见的多级调制方式除SSB/SSB外，还有SSB/FM、FM/FM等例如，频分多路微波通信系统中的多级调制方式，便是采用SSB/FM调制方式       复合调制方式在模拟通信系统中的使用不如数字通信系统复合调制方式在模拟通信系统中的使用不如数字通信系统中广泛中广泛第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统  * *三、模拟多路复用系统三、模拟多路复用系统三、模拟多路复用系统三、模拟多路复用系统（选）（选）（选）（选）        目前，多路载波系统是按照CCITT建议，采用单边带调制频分复用方式。

北北美美多多路路载载波波电话系系统统的典型组成如图 4 - 35 所示        图 4 - 35(a)是其分层结构，由12路复用为一个基基群群(Basic Group)；5个基群复用为一个超超群群(Super Group)，共60路；由 10 个超群复用为一个主主群群(Master Group)，共600路如果需要传输更多路， 可以将多个主群进行复用，组成超主群每路信号的频带限制在 300～3400Hz，为了在各路已调信号间留有保护间隔，每路信号取4000 Hz作为标准带宽 第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4.6-4   北美多路载波系统的典型组成第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4 .6-5   主群频谱配置图 第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统        一一个个基基群群(Basic Group)由由12路路电话复复用用组组成成， 其频谱配置如图 4.6-4(c)所示每路占4kHz带宽，采用单边带下边带调制(LSB)，12路共48kHz带宽，频带范围为 60～108 kHz或采用单边带上边带调制(USB)，频带范围为148 ～196 kHz。

         一一个个基基本本超超群群(Basic Supergroup)由由5个个基基群群复复用用组组成成，，共共60路路电话，其频谱配置如图4 - 35(d)所示5个基群采用单边带下边带合成，频率范围为312～552kHz，共240kHz带宽 或采用单边带上边带合成，频率范围为60～300kHz         一一个个基基本本主主群群(Basic Mastergroup)由由10个个超超群群复复用用组组成成，， 共共600路路电话主群频率配置方式共有两种标准：L600和U600， 其 频 谱 配 置 如 图   4.6-5  所 示 L600的 频 率 范 围 为60~2788kHz，U600的频率范围为564~3084kHz  第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统四、调频立体声广播四、调频立体声广播四、调频立体声广播四、调频立体声广播( (FM Stereo BroadcastingFM Stereo Broadcasting) )                调调频频立立体体声声广广播播系系统统占占用用频频段段为为88~108 MHz，，采采用用FDM方式方式。

         在普通单声道的调频广播中，调调制制信信号号的的最最高高频频率率为为15kHz，最最大大频频偏偏为为75kHz，由卡森公式可算出调调频频信信号号的的带带宽为宽为180kHz由此规定各电台之间的频道间隔为各电台之间的频道间隔为200kHz        在调频之前，首先采用抑制载波双双边边带带调调制制将左左右右两两个个声声道道信信号号之之差差(L-R)与左左右右两两个个声声道道信信号号之之和和(L+R)实行频频分分复用复用第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4 .6-6   立体声广播信号频谱结构 立体声广播信号频谱结构立体声广播信号频谱结构如图 所示 图中，0~15 kHz用于传送(L+R)信号，23~53 kHz用于传送(L-R)信号， 59~75 kHz用作辅助通道在19 kHz处发送一个单频信号，用于接收端提取相干载波和立体声指示 调频立体声广播系统发送与接收原理图调频立体声广播系统发送与接收原理图如图 4.6-7 所示第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统图 4.6-7 调频立体声广播系统发送与接收原理图                         (a) 发送端; (b) 接收端第第4 4章章￿￿￿￿模模拟调制系制系统 作作 业业思考题（自作）：思考题（自作）： P127 5-18 习习 题题 ：： P130 5-19。