电磁兼容的设计方法介绍

1、电磁兼容的设计方法介绍(35)七阻抗的大小 在前次的共模和异模讨论中有提到共模Vcm电压的产生是和共模电流及接地阻抗的大小有关也就是 VCM = ICM X RG一般来说Icm的电流往往不是我们所能控制但是RG却是可以透过接地和屏蔽的方式来降低因为能适当的降低RG则相对的VCM就会降低而噪声的辐射自然就跟着减小至于要使得ICM 降低通常要处理到时脉频率(Clock)以及IC组件上的电压这样往往会明显影响到产品的功能和稳定性除非不得已一般是不考虑如此的做法。 从阻抗的观点来看首先就是要讨论到电路板上的阻抗就是一般典型的layout走线每英寸（Inch)约有20nH的电感存在也就是2.45公分长的走线其线上所存在的电感将近有20nH。 线上的阻抗跟对策有很大的关系很多问题就在这个地方通常要注意的有两个问题第一个就是电感第二个就是频率。 从电感上来说当走线愈长则相对上的电感也就会愈高这就是一般在Layout时常常会提到的一个观念Clock的走线要尽量短不可走的太长不过实际的layout上也不一定是如此。 另外一个重点就是从频率的角度来看假设信号是跑1MHz时线上的阻抗为1 那幺当信号变成10

2、0MHz时则线上的阻抗便不会是1 可能变成100 而当信号变成1GHz时那这时的阻抗可能达到1000 。 这个1K 的阻抗会使得原先相对于1MHz的VCM增加了1000倍的电压强度也就是同样的电路layout但是跑不同的信号频率时整个噪声的能量是不同。 这也就是为什幺从一般的电路设计圈往往根本无法看出EMI的问题因为电路图上所考虑的都是Clock信号的处理并不是针对高频谐波的噪声所规划因此很难从产品设计的 电路图要找出EMI的问题如果信号是跑1MHz从电路图上可以逐步的确认其信号的流向以及特性但是相对于1000MHz的谐波噪声则根本完全无法从电路图中分析得来因为它的路径和方向并不是照着电路图的信号径流程来走。 另外一个最常被忽略的阻抗问题就是接触压力的问题很多金属产品在机壳接缝和密合的地方看起来虽然皆有导通事实上对高频的噪声来说可能还是没有完全导通也就是它所存在的阻抗很大。 很多人会习惯用电表去量两个接触是否有导通事实上电表的导通只是针对直流电去测量这和实际上跑的100MHz或是1GHz噪声是不同的接触压力的阻抗会随着两金属面之间压力的增加而降低一般来说用销螺丝上锁来固定两金属面接触的

3、方法这时的压力阻抗是最小。 而常常被用来做为加强接地及屏蔽效果的铜箔或铝箔在使用上也必须要注意正确的铜箔贴完后要用力的把它压平（铜箔压平时千万别直接用手去压容易割伤）因为铜箔的胶虽然是导电胶但是没有把铜箔压到很平对高频的阻抗会有很大的差别有时在噪声的抑制的效果甚至会差到10dB以上。 图十二即为一个图标的说明在两个金属面之间所存在的压力阻抗左图为两金属面并没有很强的密合压力这时虽然低频都有导通可是对高频的信号来说只有部分的导通而在右图因为两金属面间能有密合的压力存在所以高低频的导通效果都很好。 阻抗低除了相对所产生的共模电压降低外对于一些高频噪声导流到大的接地面上也是有很大的帮助在许多高噪声的组件上一般的处理除了隔离的方式外都是用疏导的方法如果隔离无法达到降低噪声的效果则可以使用疏导的方式让组件上的噪声能快速的流到大的接地面上这时如果彼此连接的阻抗很高则这些组件上的噪声就不容易快速的流到接地面。八典型电路应用的说明 在讨论了许多共模异模和阻抗的问题这里我们针对一个典型的电路来做一个说明。 事实上常常处理EMI修改的工程人员都了解一件事情就是实务上的对策方法和一般书本文章介绍的方法都有很

4、大的一段距离这是因为通常在研究讨论时为了方便起见一开始就会省略了许多的参考因素但是实际上的电子产品不可能是如此的。 在此我们以图十三的一个典型的电路来说明在图中有两个反向器分别处理不同的信号反向器1是当作一个时脉的缓衡器（clock buffer）而反向器2则是在I/O电缆上驱动一个输出信号在电路板上的电源供应的铜线其每英寸约有20nH对100MHz频率而言走线的阻抗每英寸约在10到20之间。 由于这两个反向器都是使用相同的Vcc及Ground回路所以即使在输出的反向器2其本身所驱动的是一个没有震荡的信号但是反向器1所产生的共模电压还是会透过走线使得反向器2输出信号随着时脉信号而上下震荡。 此共模信号的能量是和反向器2无关在这个例子中 其可能达到200 milli伏特这种电压所产生的辐射很容易超过一般EMI的限制规格。 这个例子说明了我们在对策时很容易忽略的问题许多人在发现I/O部分噪声很高就会把修改的重点放在反向器2的上面 但是事实上整个共模噪声电压主要是由反向器1所造成。如果从Vcc及Ground回路的观点来看可以很清楚的了解由于反向器2的电源的和接地都是从反向器1这边过来的所以对

5、整个噪声信号如果由反向器2的角度看相当于一个loop的回路存在当这个回路愈大则在I/O部分所辐射的噪声能量也会更强。若没有把整个问题了解则可能会花很多的时间在反向器2上做抑制处理这时你会发现不管怎样的衰减信号却都是没有效果因为噪声源并不是在这边。 在图十三中还有个重点就是外接的屏蔽电缆大部分的人都知道屏蔽电缆的接地包覆层要能够充分大面积（360度）整个屏蔽的效果才会好。 但是在这个例子中可以看到图的最右边其屏蔽层（虚线部分）是连接到产品的电路板上的接地点也就是Vg的点这种接地的方法是错误的这样反而会使得I/O屏蔽电缆上辐射的噪声更高。 这一点也是许多工程人员犯错的地方因为I/O屏蔽电缆的接地必须谨慎的选择干净大面积的接地也就是在图中最右边金属机壳的接地相当于大地这样才能发挥屏蔽的效果。 若把I/O屏蔽电缆接到电路板上的接地点由前面的讨论中已经知道在这个接地上存在着许多的共模电压噪声这时原先存在的这些共模电压都会透过屏蔽电缆的接地层辐射到空中而使得噪声变的更高因此接地对电磁干扰的抑制虽然很重要不过不正确的接地反而会使得辐射变得更大。 要如何事先判断电路中哪些接地是比较好哪些是比较差通常是

6、非常困难的而且常常也容易误判但在实务运用上一般倒是很简单也就是我们只要将接地隔离以及接触然后直接比较这两种情形下产品所辐射出来噪声的高低很快就能知道是否需要加强接地效果或者根本不能在这一点下地。 就是说如果把某个接地点连接后在实际测试时发现噪声并没有如预期中的降低反而升高那幺这个接地点就是不能下地的点而如果将某个接地点连接后实际测试时噪声明显的降低那幺这个点就是良好的接地点。 当然这些方法已经是属于事后的判断有时对于产品设计上并没有多大的帮助跟了解不过透过这种正确的判断方法可以在后继的产品改版设计中正确的找到问题并且妥善的处理。 图十三我们可以把它简化成一个较简单理想的电路来看这样更能容易了解我们可以把它看成一个浮动的震荡器一条附加的线和一条地线如图十四。这个图的左边相当于把图十三简化后的情形而右边则是把它分解成为一个纯的异模成分和一个纯的共模成分。 一般来说异模的辐射和共模相比较是相对较小也就是大部分的噪声辐射往往都是从共模中所产生在图十三的右边我们可以看到共模信号是和存在的共模电压和天线的有效长度成正比而由电流回路产生的辐射也是正比于这些电流所流经过回路的面积另外共模电压由前面的讨

7、论中可以知道它又跟线上的阻抗有关系。 这些分析对实际上产品的EMC设计有什幺帮助呢我们可以归纳一下整个共模辐射到底和哪些因素有关 系呢 第一个就是共模电压而这个共模电压又和整个线上所存在的阻抗有关系第二个是电流的回路当这个电流回路所绕的面积愈大则其所产生的辐射疚会愈强最后一个就是天线的有效长度因为所有的噪声辐射能量都要透过天线的机制才能将能量传递到空中这三个重点其实就是EMC设计及对策时所最需要处理注意的地方。九电路板设计的考量 在前章节有提到噪声辐射的主要来源有三个一个是共模电压一个是电流回路另一个则是天线的长度因此我们在电路板设计和Layout时如何处理这些问题呢也就是如何把这三个观念充分运用在实际的电子产品设计中便是本节所要讨论的重点了。 当然我们第一个面临的课题就是降低共模电压（VcM）共模电压是存在哪边呢基本上共模电压就是存在于接地上的噪声电压在第六节中的共模和异模讨论中已有分析VCM = ICM X RG因此我们第一个要降低ICM噪声回路电流的大小。 而这个ICM怎幺来的呢在图十三中可以看到在反向器1和反向器2中分别有I1I2的回路电流存在因此ICM和电路板使用的组件有关因

8、此队了改变组件外并无其它较好的方法来降低这个参数。 在实际运用上有些对策工程师会考虑在重要IC组件的接地脚位上加一些电感及bead的组件希望能达到降低ICM的效果事实上这个方法是一个错误的方法因为从VCM = ICM X RG的角度来看加上bead往往只会提高了RG的阻抗这反而会使得VCM 值更大噪声反而变得更差当然大某些情况下在一些IC组件的接地脚位适当的预留bead脚位然后对策时加上bead有时也能改善某些噪声的辐射。 在RG的考虑上则从图十三中可以看到不同的回路电流有着不同的阻抗存在这是因为各各回路电流所走的路径是不相同的就一般的电路板layout走线来考量如果假设噪声为100MHz的频率则每一英寸（2.45cm）的长度约有12.5 的阻抗也就是回路电流走的愈远那幺相对于共模电压也就会变大。 在前面已提到回路电流ICM往往无法降低而和使用的组件本身特性有关因此如何降低回路阻抗则是设计上一个重要的方向也就是在电路板layou香如何规划重要IC组件都能有最低的回路阻抗即为EMC layout的重点。 而第二个影响因素回路电流所绕的面积也就是噪声辐射和电流回面积成正比当回路面积愈大时则相对产生的辐射时也会愈大。 很多设计工程师或EMC对策工程往往无法了解适当控制回路阻抗的重要与效果而将重点放在一些Clock信号的处理上在此笔者用一个实际电路板Layout的范例来计算说明这些差异。上两个图为同一个IC组件但是接地回路的走法是不同的差异首先来计算这两种不同layout上所产生的VCM 大小。 VCM 15=ICM X 12.5 x 9inch=112.5ICM VCM 16=ICM X 12.5 x 5inch=62.5ICM VCM 15和VCM 16分别代表图十五和图十六的共模电压由于走的路径长度不同所以产生的共模电压也是不相同接着计算由共模电压所引起的辐射大小在先前也有提到辐射大小和其所绕的面积成正比R15 = 112.5ICM x 2inch x 3inch= 6

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