混合钳位型四电平和五电平逆变器拓扑结构和控制策略.doc

混合钳位型四电平和五电平逆变器拓扑结构和控制策略 王奎 郑泽东 许烈 李永东 电力系统及发电设备控制和仿真国家重点实验室(清华大学电机系) 摘 要： 为了提高传统二极管钳位和飞跨电容多电平变换器的电平数并减少钳位器件的数量, 同时避免五电平有源中点钳位拓扑中开关器件的直接串联, 提出一种混合钳位四电平逆变器拓扑及其扩展五电平拓扑结构为实现悬浮电容和母线中点电压的平衡控制, 提出一种改进的载波移相 PWM 策略, 通过微调 PWM 脉冲占空比实现悬浮电容和母线中间电容的平衡控制在此基础上为实现上、下母线电容电压的平衡控制, 提出一种基于最优零序电压注入的平衡控制策略研制了一台实验样机并通过实验验证了该拓扑及控制策略的有效性和可行性关键词： 混合钳位; 多电平变换器; 电容电压平衡; 零序电压; 载波移相; PWM; 作者简介：王奎 男, 1984 年生, 博士, 助理研究员, 研究方向为多电平变换器E-mail:wangkui@作者简介：李永东 男, 1962 年生, 教授, 博士生导师, 研究方向为电力电子与电力传动E-mail:liyd@收稿日期：2016-07-21基金：国家自然科学基金青年基金资助项目 (51407101) The Topologies and Control of Hybrid-Clamped Four-Level and Five-Level InvertersWang Kui Zheng Zedong Xu Lie Li Yongdong State Key Lab of Control and Simulation of Power System and Generation Equipments Department of Electrical Engineering Tsinghua University Beijing 100084 China; Abstract： A novel hybrid-clamped four-level inverter topology and its derived five-level topology are presented in this paper. The proposed topologies can improve the voltage levels, reduce the number of devices in the diode-clamped and flying capacitor multilevel converters, and avoid the series connection of switches in the five-level active-neutral-point-clamped converter. To achieve the voltage balancing of DC-link capacitors and flying capacitors, a modified PWM method is proposed. This PWM method can regulate the central DC-link capacitor and flying capacitor voltages by adjusting the duty cycles of PWM signals slightly. The upper and lower DC-link capacitor voltages are balanced by zero-sequence voltage injection. An experimental prototype is built up, and the experimental results verify this topology.Keyword： Hybrid-clamped; multilevel converter; capacitor voltage balancing; zero-sequence voltage; phase-shifted PWM; Received： 2016-07-210 引言随着多电平变换器在工业系统中的应用越来越普遍, 对其电压和容量的要求也越来越高。

传统的二极管钳位型三电平逆变器由于受目前开关器件电压等级的限制, 无法输出更高的电压 (6~10k V) 为了提高输出电压等级, 必须采用更高电平数, 但此时又存在母线电容电压难以平衡的问题[1-7], 需要增加额外的硬件钳位电路, 如采用多绕组变压器分别对各级母线电容进行钳位等电容钳位型多电平逆变器虽然可以实现任意电平输出和所有电容的电压平衡控制, 但需要使用数目众多的钳位电容大量电容的引入不仅增加了系统的成本和体积, 而且频繁的充放电使得电容的寿命缩短, 严重影响整个系统的可靠性为解决上述问题, 大量的新拓扑结构纷纷被提出[8-11], 其中五电平有源中点钳位型 (Active NeutralPoint-Clamped, ANPC) 拓扑的出现弥补了二极管钳位型拓扑和电容钳位型拓扑的缺点[12,13], 不仅不需要大量的钳位二极管和钳位电容, 而且母线中点电压可以通过算法加以控制, 是一种非常经济实用的多电平拓扑其主要不足之处是存在开关器件的直接串联, 需要严格保证直接串联的开关器件同时开通和关断, 这在一定程度上降低了系统的可靠性;另一个不足之处是不能输出偶数电平本文综合了以上三种拓扑的优缺点, 提出了一种混合钳位四电平拓扑, 其一相桥臂结构如图 1 所示。

该拓扑同时使用开关管和悬浮电容作为钳位元器件, 所以称作混合钳位型拓扑该拓扑每相桥臂由 8 个开关管和 1 个悬浮电容组成与飞跨电容四电平逆变器相比, 虽然多使用了两个开关管, 但是省去了靠近直流母线的高压悬浮电容, 可减小系统体积并提高可靠性与二极管钳位四电平逆变器相比, 省去了 6 个钳位二极管, 使用的钳位器件数量大大减少而且由于使用了悬浮电容, 冗余开关状态大大增加, 通过选择合适的冗余开关状态, 可以实现母线中点电压和悬浮电容电压的平衡控制图 1 混合钳位四电平逆变器一相桥臂结构 Fig.1 A single phase of the proposed hybrid-clamped four-level inverter 下载原图在此基础上, 为了进一步增加电平数提高电压等级, 将其扩展到五电平, 可得到如图 2 所示混合钳位型五电平逆变器一相桥臂结构与四电平拓扑类似, 直流母线依然分为三段, 每相桥臂由 10 个开关管和 2 个悬浮电容组成与五电平ANPC 拓扑相比, 虽然少用 2 个开关管但多使用 1 个悬浮电容, 体积有所增大, 避免了开关管的直接串联, 同样具有很大的实用价值。

图 2 混合钳位五电平逆变器一相桥臂结构 Fig.2 A single phase of the proposed hybrid-clamped five-level inverter 下载原图本文所提的混合钳位型四电平和五电平拓扑的主要应用场合之一是中压变频、风力发电等中压领域, 采用 3.3k V 和 4.5k V 的开关器件可以分别实现 3.3k V和 6.6k V 的线电压输出在低压领域可采用低压 MOSFET 器件减小损耗和谐波, 从而达到减小系统体积重量、提高效率的目的1 基本工作原理对于图 1 所示四电平拓扑, 假设悬浮电容 Cfx (x=a, b, c) 电压为 E, 直流母线电压为 3E为输出四电平, 必须满足以下两条开关原则: (1) S x1~Sx4与Sx′ 1~Sx′ 4分别互补; (2) S x1与 Sx4同时开通或关断对于如图 2 所示五电平拓扑, 假设悬浮电容 Cfx1电压为 E, Cfx2电压为 2E, 直流母线电压为 4E为输出五电平, 必须满足以下两条开关原则: (1) S x1~Sx5与Sx′ 1~Sx′ 5分别互补; (2) S x1与 Sx5同时开通或关断。

设桥臂输出电流为 iox, 以从桥臂流向负载为正方向, 悬浮电容电流以流出电容为正方向, 中点电流 iNP1、i NP2以流出中点 N1和 N2为正方向表 1 和表 2 分别给出了四电平和五电平拓扑不同开关状态下的悬浮电容电流及中点电流表 1 混合钳位四电平逆变器的开关状态 Tab.1 Switching states of the hybrid-clamped four-level inverter 下载原表 表 2 混合钳位五电平逆变器的开关状态 Tab.2 Switching states of the hybrid-clamped five-level inverter 下载原表 2 电容电压平衡控制2.1 悬浮电容电压平衡控制本文所提四电平和五电平拓扑能够正常工作有两个前提: (1) 悬浮电容电压必须保持稳定; (2) 母线电容电压必须保持稳定下面以五电平拓扑为例分析其开关函数模型和电容电压平衡控制策略四电平的控制策略可在五电平的基础上简化得到定义开关管 Sx1~Sx5的开关函数为 Sfx1~Sfx5, 则瞬时输出电压 Uox可表示为对于悬浮电容 Cfx1、C fx2, 瞬时电容电流 ifx1、i fx2分别为对于直流母线电容, 当 Sx′ 1和 Sx2导通时负载电流流出 N1, 当 Sx5和 Sx′ 2导通时负载电流流出 N2。

因此母线中点电流 iN1x、i N2x可分别表示为因此母线中间电容电流可写为假设母线中段电容电压稳定, 则 N1和 N2可看作一个整体, 上、下母线电容 Cd1和 Cd3的电压平衡由两个中点的电流之和 iNx决定, 即定义 Sfx1~Sfx5的占空比分别为 dx1~dx5, 根据式 (1) , 一个载波周期内的平均输出电压 uox为根据式 (3) , 一个载波周期内的平均悬浮电容电流可写为根据式 (4) , 一个载波周期内的平均母线中间电容电流可写为由式 (7) 和式 (8) 可看出, 悬浮电容电流和母线中间电容电流在一个载波周期内的平均值由四个开关函数的占空比决定以 E 为电压基值, 若采用传统的载波移相 PWM, 当载波频率足够高时一般采用脉冲移相代替, 即在一个周期内四个载波都采用相同的参考电压值, 即因此一个载波周期内的四个 PWM 信号的占空比可写为由式 (7) 、式 (8) 和式 (10) 可以看出, 在理想情况下, 悬浮电容电流和母线中间电容电流在一个载波周期内的平均值为 0因此, 为了对悬浮电容电压和母线中间电容电压进行校正, 可在每个载波周期内微调 PWM 信号的占空比, 以 iox>0 为例, 校正可以分为以下步骤:(1) 对于母线中间电容 Cd2, 若将 Sfx1的占空比减小 Δd x1, 为了不影响流过 Cfx1和 Cfx2电流, 同时不改变输出相电压均值, S fx2、S fx3和 Sfx4的占空比必须分别增加 Δd x1/3。

此时 Sfx1~Sfx4的占空比分别为Cd2的充电电流均值为(2) 对于悬浮电容 Cfx2, 若将 Sfx2的占空比减小 Δd x2, 为了不影响流过 Cfx1和Cd2电流, 同时不改变输出相电压均值, S fx1的占空比必须减小 Δd x2, Sfx3和Sfx4的占空比必须分别增加 Δd x2此时 Sfx1~Sfx4占空比分别为Cfx2的充电电流均值为(3) 对于悬浮电容 Cfx1, 若将 Sfx4的占空比增加 Δd x3, 为了不影响 Cfx2和 Cd2电流, 同时不改变输出相电压均值, S fx1、S fx2和 Sfx3的占空比必须分别减小Δd x3/3此时 Sfx1~Sfx4的占空比分别为Cfx1的充电电流均值为Δd x1、Δd x。