第八章角度调制与解调.ppt

§8.1 概述概述 §8.2 调角波的性质调角波的性质 §8.3 调频方法概述调频方法概述 §8.4 变容二极管容二极管调频调频§8.5 晶体振晶体振荡器直接器直接调频调频§8.6 间接接调频调频§8.8 相位鉴频器相位鉴频器§8.9 比例鉴频器比例鉴频器 Chapter 8 角度调制与解调角度调制与解调 ——频谱非线性变换电路频谱非线性变换电路 §8.1§8.1 概述概述 角度调制是用调制信号去控制载波信号角度角度调制是用调制信号去控制载波信号角度( (频率或相频率或相位位) )变化的一种信号变换方式变化的一种信号变换方式 如果受控的是载波信号的频率，则称频率调制如果受控的是载波信号的频率，则称频率调制(Frequency Modulation)(Frequency Modulation)，简称调频，以，简称调频，以FMFM表示；表示； 若受控的是载波信号的相位，则称为相位调制若受控的是载波信号的相位，则称为相位调制(Phase (Phase Modulation)Modulation)，简称调相，以，简称调相，以PMPM表示。

表示 无论是无论是FMFM还是还是PMPM，载频信号的幅度都不受调制信号的影响载频信号的幅度都不受调制信号的影响 调频波的解调称为鉴频或频率检波，调相波的解调称鉴调频波的解调称为鉴频或频率检波，调相波的解调称鉴相或相位检波与调幅波的检波一样，鉴频和鉴相也是从相或相位检波与调幅波的检波一样，鉴频和鉴相也是从已调信号中还原出原调制信号已调信号中还原出原调制信号  o–m  o+m AMFM调幅与调频的波形图调幅与调频的波形图FMAMffff调幅与调频的频谱调幅与调频的频谱    f0f0f0f0 角度调制与解调和振幅调制与解调最大的区别在频率变角度调制与解调和振幅调制与解调最大的区别在频率变换前后频谱结构的变化不同换前后频谱结构的变化不同 角度调制角度调制: :频率变换前后频谱结构发生了变化，频率变换前后频谱结构发生了变化， 属于非线性频率变换属于非线性频率变换 角度调制的主要优点角度调制的主要优点: : 抗干扰性强抗干扰性强. . FM FM广泛应用于广播、电视、通信以及遥测方面，广泛应用于广播、电视、通信以及遥测方面，PMPM主要应用主要应用于数字通信。

于数字通信 角度调制的主要缺点角度调制的主要缺点: : 占据频带宽，频带利用不经济占据频带宽，频带利用不经济 §8.2 调角波的性质一、调频波和调相波的波形和数学表达式一、调频波和调相波的波形和数学表达式 n 1. 1. 瞬瞬时频率、瞬率、瞬时相位及波形相位及波形设未调高频载波为一简谐振荡，其数学表达式为设未调高频载波为一简谐振荡，其数学表达式为v v(t(t)=)=VcosVcos (t(t)=Vcos()=Vcos( 0 0t+t+ 0 0) ) (8-1) 式中，式中， 0 0为载波初相角；为载波初相角； 0 0是载波的角频率，是载波的角频率，  (t)(t)为载波振荡的瞬时相位为载波振荡的瞬时相位 当没有调制时，当没有调制时，v v(t(t) )就是载波振荡电压，其角就是载波振荡电压，其角 频率频率 和初相角和初相角 0 0都是常数都是常数  调频时，在式调频时，在式(8-1(8-1) )中，高频正弦载波的角频率不中，高频正弦载波的角频率不再是常数再是常数 0 0，而是随调制信号变化的量。

即调频波的，而是随调制信号变化的量即调频波的瞬时角频率瞬时角频率 (t)(t)为为 (t)=(t)= 0 0+ +k kf fv v (t)=(t)= 0 0+ +(t)(t) (8-2) 式式中中k kf f为比例常数，即单位调制信号电压引起的角频为比例常数，即单位调制信号电压引起的角频 率变化，单位为率变化，单位为rad/srad/s V V此时调频波的瞬时相角此时调频波的瞬时相角 (t)(t)为为(8-3) 调频波瞬时频率、瞬时相位随调制信号调频波瞬时频率、瞬时相位随调制信号( (单音信号单音信号) )变化的波形图变化的波形图以及调频波的波形图以及调频波的波形图 图图8-18-1 调频时的波形图调频时的波形图 图图(a)(a)为调制信号为调制信号v v ，， 图图(b)(b)为调频波，当为调频波，当v v 为波峰时，为波峰时，频率频率 o o+ +  m m为最大；当为最大；当v v 为波谷为波谷时，频率时，频率 o o––  m m为最小为最小 图图(c)(c)为瞬时频率的形式，为瞬时频率的形式， 是在载频的基础上叠加了随调制是在载频的基础上叠加了随调制 信号变化的部分。

信号变化的部分 图图(d)(d)为调频时引起的附加相位为调频时引起的附加相位 偏移的瞬时值，偏移的瞬时值，(t)(t)与调制信号相差与调制信号相差9090  由图可知由图可知 调频波的瞬时频率随调制信号成线性变化，调频波的瞬时频率随调制信号成线性变化， 而瞬时相位随调制信号的积分线性变化而瞬时相位随调制信号的积分线性变化 图图8-28-2画出了调相波的瞬时频率、瞬时相位画出了调相波的瞬时频率、瞬时相位随调制信号随调制信号( (单音信号单音信号) )变化的波形图变化的波形图调相时的波形图调相时的波形图 v   t 0 p 2 p 2p  t  o q ( t)  t o ( t ) o ( a) ( c ) ( d)  m  图图8-2 调相时，高频载波的瞬时相位调相时，高频载波的瞬时相位 (t)(t)随随v 线性变化，线性变化，  (t)=(t)= 0 0t t+ + 0 0+ +K Kp pv v (t)(t) (8-4) 式中式中KpKp为比例系数，代表单位调制信号电压引起为比例系数，代表单位调制信号电压引起 的相位变化，单位为的相位变化，单位为radrad/V/V。

此时调相波的瞬时频率为此时调相波的瞬时频率为(8-5) (t)=(t)= 是角度调制的两个基本关系式，它说明了瞬时相是角度调制的两个基本关系式，它说明了瞬时相位是瞬时角速度对时间的积分，同样，瞬时角频率为位是瞬时角速度对时间的积分，同样，瞬时角频率为瞬时相位对时间的变化率瞬时相位对时间的变化率 由于频率与相位之间存在着微积分关系，因此不由于频率与相位之间存在着微积分关系，因此不论是调频还是调相，结果使瞬时频率和瞬时相位都发论是调频还是调相，结果使瞬时频率和瞬时相位都发生变化只是变化规律与调制信号的关系不同只是变化规律与调制信号的关系不同和和例例8-18-1 求求v v(t(t)=5cos( t+sin5)=5cos( t+sin5  t) t)在在t=0t=0时的时的 瞬瞬时频率解解 ∵∵ (t)= t+sin(5(t)= t+sin(5  t) t) ∴ ∴ (t)=(t)= 在在t=0t=0时，时， (0)= +5(0)= +5  radrad/S /S ∴ ≈160kHz ∴ ≈160kHz 2. FM FM、、PMPM的数学表达式及的数学表达式及频移和相移移和相移 设设 0 0=0=0(8-6)所以所以FMFM波的数学表达式为波的数学表达式为a af f(t(t)=)=VcosVcos (t(t)=)=VcosVcos (8-7)  (t)=(t)= 0 0+ +k kf fv v (t)=(t)= 0 0+ +(t)(t) 根据式根据式同理，根据式同理，根据式(8-4(8-4) )设设 0 0=0 =0 则则  (t)=(t)= 0 0t+Kt+KP Pv v (t) (t) (8-8)所以所以PMPM波的数学表达式为波的数学表达式为a ap(tp(t)=)=VcosVcos (t(t)=Vcos[)=Vcos[ 0 0t+Kt+Kp pv v (t)](t)](8-9) 我们将瞬时频率偏移的最大值称为频偏，记为我们将瞬时频率偏移的最大值称为频偏，记为m= maxm= max。

瞬时相位偏移的最大值称为调制指数，瞬时相位偏移的最大值称为调制指数，m= maxm= max对调频而言对调频而言，， 频偏频偏   m m= =K Kf f (8-10) 调频指数调频指数 m mf f= =K Kf f (8-11)对调相而言，对调相而言， 频偏频偏 (8-12) 调相指数调相指数 (8-13) 根据以上分析得出如下结论：根据以上分析得出如下结论： 调频时，载波的瞬时频率变化量与调制信号成线性关系，调频时，载波的瞬时频率变化量与调制信号成线性关系， 载波的瞬时相位变化量与调制信号的积分成线性关系；载波的瞬时相位变化量与调制信号的积分成线性关系； 调相时，载波的瞬时频率变化量与调制信号的微分成线性关系，调相时，载波的瞬时频率变化量与调制信号的微分成线性关系， 载波的瞬时相位变化量与调制信号成线性关系。

载波的瞬时相位变化量与调制信号成线性关系 调频与调相的比较可参见表调频与调相的比较可参见表8-18-1表表8-18-1 FM FM波和波和PMPM波的比较波的比较[ [调制信号调制信号v (t(t) )，，载波波VmVmcos 0 0(t)](t)]FM波波PM波波数学表达式数学表达式Vmcos[0t+kpv(t)] 瞬时频率瞬时频率0+kfv(t) 瞬时相位瞬时相位0t+kpv(t)] 最大频偏最大频偏调制指数调制指数mf=Kf m=Kf  下面分析当调制信号为下面分析当调制信号为v v (t(t)=)=V V coscos t t，未调制时载波频，未调制时载波频 率为率为 0 0时的调频波和调相波时的调频波和调相波 根据式根据式(8-7(8-7) )可写出调频波的数学表达式为可写出调频波的数学表达式为(8-14)根据式根据式(8-9(8-9) )可写出调相波的数学表达式为可写出调相波的数学表达式为(8-15) 从以上二式可知，从以上二式可知， 此时调频波的调制指数为此时调频波的调制指数为(8-16)调相波的调制指数为调相波的调制指数为 mp = KpV (8-17) 根据式根据式(8-10(8-10) )可求出调频波的最大频移为可求出调频波的最大频移为f f = = K Kf fV V  (8-18) 根据式根据式(8-12(8-12) )可求出调相波的最大频移为可求出调相波的最大频移为 p p = = K Kp pV V   (8-19)  由此可知，调频波的频偏与调制频率由此可知，调频波的频偏与调制频率 无关，调频指数无关，调频指数m mf f则则 与与 成反比；调相波的频偏成反比；调相波的频偏p p与与 成正比，调相指数则与成正比，调相指数则与 无关。

无关 这是调频、调相二种调制方法的根本区别它们之间的关系参这是调频、调相二种调制方法的根本区别它们之间的关系参 见图见图8-38-3图图8-38-3 频偏和调制指数与调制频率的关系频偏和调制指数与调制频率的关系( (当当V V 恒定时恒定时) ) (a) (a) 调频波；波；(b) (b) 调相波相波  对照式对照式(8-16)-(8-19(8-16)-(8-19) )可以看出：无论调频还是调相，最大可以看出：无论调频还是调相，最大 频移频移( (频偏频偏) )与调制指数之间的关系都是相同的若频偏都用与调制指数之间的关系都是相同的若频偏都用 m m表示，调制指数都用表示，调制指数都用m m表示，则表示，则m m 与与m m之间满足以下关系之间满足以下关系  m m = m = m  或或  f fm m = mF= mF (8-20) 式中式中 需要说明需要说明: : 在振幅调制中，调幅度在振幅调制中，调幅度ma≤1ma≤1，否则会产生过调制失真。

否则会产生过调制失真 而在角度调制中，无论调频还是调相而在角度调制中，无论调频还是调相, ,调制指数均可大于调制指数均可大于1 1mp = KpV f f = = K Kf fV V  p p = = K Kp pV V   二、调角信号的频谱与有效频带宽度二、调角信号的频谱与有效频带宽度 由于调频波和调相波的方程式相似由于调频波和调相波的方程式相似, ,因此要分析其中一种因此要分析其中一种 频谱频谱, ,则另一种也完全适用则另一种也完全适用1. 1. 调频波和波和调相波的相波的频谱 前面已经提到，调频波的表示式为前面已经提到，调频波的表示式为 a af f(t(t)=)=V Vo ocoscos( ( o ot t+ + m mf fsinsin t t) () (V Vm m=V=Vo o) ) (8-21) 利用三角函数关系，可将利用三角函数关系，可将(8-21(8-21) )式改写成式改写成 a af f(t(t)=)=V Vo ocoscos( ( o ot t+ + m mf fsinsin t t) ) = =V Vo o[ [coscos( (m mf fsinsin t)t)coscos o ot t––sinsin( (m mf fsinsin t)t)sinsin o ot t (8-22) 函数函数cos(cos(m mf fsinsin t t) )和和sin(sin(m mf fsinsin t t) )，为特殊函数，为特殊函数, , 采用贝塞尔函数分析，可分解为采用贝塞尔函数分析，可分解为coscos( (m mf fsinsin t t)=J)=J0 0( (m mf f)+2J)+2J2 2( (m mf f) )coscos2 2 t+2Jt+2J4 4( (m mf f) )coscos4 4 t t +2J+2Jn n( (m mf f) )cosncosn t+… (nt+… (n为偶数为偶数) ) sin(sin(m mf fsinsin t t)=2J)=2J1 1( (m mf f)sin)sin t+2Jt+2J3 3( (m mf f)sin3)sin3 t t +2J+2J5 5( (m mf f)sin5)sin5 t+2Jt+2J2n+12n+1( (m mf f)sin (2n+1))sin (2n+1) t+t+… (n (n为奇数为奇数) ) 在贝塞尔函数理论中，以上两式中的在贝塞尔函数理论中，以上两式中的Jn(Jn(m mf f) )称为数值称为数值m mf f的的n n阶阶 第一类贝塞尔函数值第一类贝塞尔函数值。

它可由第一类贝塞尔函数表求得它可由第一类贝塞尔函数表求得 (8-23) (8-24)  图图8-48-4为阶数为阶数n=0-9n=0-9的的J Jn n( (m mf f) )与与m mf f值的关系曲线由图可知，值的关系曲线由图可知， 阶数阶数n n或数值或数值mfmf越大，越大，J Jn n( (m mf f) )的变化范围越小；的变化范围越小；J Jn n( (m mf f) )随随m mf f 的增大作正负交替变化；的增大作正负交替变化；m mf f在某些数值上，在某些数值上，J Jn n( (m mf f) )为零，例为零，例 如如m mf f =2.40,5.52,8.65,11.79,… =2.40,5.52,8.65,11.79,…时，时，J J0 0( (m mf f) )为零图图8-48-4 贝塞尔函数曲线贝塞尔函数曲线将式将式(8-23(8-23) )和式和式(8-24(8-24) )代入式代入式(8-22(8-22) )得得a af f(t(t) =V) =Vo oJ J0 0( (m mf f) )coscos o ot t – V – Vo oJ J1 1( (m mf f)[cos()[cos( o o–– )t–)t–cos(cos( o o+ + )t)t] ] +V +Vo oJ J2 2( (m mf f)[cos()[cos( o o–2–2 )t+cos()t+cos( o o+2+2 )t])t] – V– Vo oJ J3 3( (m mf f)[cos()[cos( o o–3–3 )t–)t–coscos( ( o o+3+3 )t] )t] +… =V Vo o (8-25) 可见，单频调制情况下，调频波和调相波可分解为载频可见，单频调制情况下，调频波和调相波可分解为载频 和无穷多对上下边频分量之和，各频率分量之间的距离均等和无穷多对上下边频分量之和，各频率分量之间的距离均等 于调制频率，且奇数次的上下边频相位相反，包括载频分量于调制频率，且奇数次的上下边频相位相反，包括载频分量 在内的各频率分量的振幅均由贝塞尔函数在内的各频率分量的振幅均由贝塞尔函数J Jn n( (m mf f) )值决定。

值决定 图图8-58-5所示频谱图是根据式所示频谱图是根据式(8-25(8-25) )和贝塞尔函数值画出和贝塞尔函数值画出 的几个调频频率的几个调频频率( (即各频率分量的间隔距离即各频率分量的间隔距离) )相等、调制系数相等、调制系数 mfmf不等的调频波频谱图为简化起见，图中各频率分量均取不等的调频波频谱图为简化起见，图中各频率分量均取 振幅的绝对值振幅的绝对值 图图8-5 单频调制的调频波的频谱图单频调制的调频波的频谱图 由图可知，不论由图可知，不论m mf f为何值，随着阶数为何值，随着阶数n n的增大，边频分量的的增大，边频分量的 振幅总的趋势是减小的；振幅总的趋势是减小的；m mf f越大，具有较大振幅的边频分量就越大，具有较大振幅的边频分量就 越多；对于某些越多；对于某些m mf f值，载频或某些边频分量的振幅为零，利用值，载频或某些边频分量的振幅为零，利用 这一现象，可以测量调频波和调相波的调制指数这一现象，可以测量调频波和调相波的调制指数 对于调制信号为包含多频率分量的多频调制情况，调频波和对于调制信号为包含多频率分量的多频调制情况，调频波和 调相波的频谱结构将更加复杂，这时不但存在调制信号各频率分调相波的频谱结构将更加复杂，这时不但存在调制信号各频率分 量的各阶与载频的组合，还存在调制信号各频率分量间相互组合量的各阶与载频的组合，还存在调制信号各频率分量间相互组合 后与载频之间产生的无穷多个组合形成的边频分量。

后与载频之间产生的无穷多个组合形成的边频分量 2. 2. 调频波和波和调相波的功率和有效相波的功率和有效频带宽度度 调频波和调相波的平均功率与调幅波一样，也为载频功率调频波和调相波的平均功率与调幅波一样，也为载频功率 和各边频功率之和单频调制时，调频波和调相波的平均功率和各边频功率之和单频调制时，调频波和调相波的平均功率 均可由式均可由式(8-26(8-26) )求得，此处略去调制系数的下角标，即求得，此处略去调制系数的下角标，即(8-26(8-26) ) 根据第一类贝塞尔函数的性质，上式括弧中各项之和恒等根据第一类贝塞尔函数的性质，上式括弧中各项之和恒等 于于1 1，所以调频波和调相波的平均功率为，所以调频波和调相波的平均功率为(8-27(8-27) ) ]} ) m ( J ) m ( J ) m ( J [ 2 ) m ( J { R V 2 1 P 2 n 2 2 1 2 0 L 2 o av L L + + + + + = 2 可见，可见，调频波和调相波的平均功率与调制前的等幅载波功率调频波和调相波的平均功率与调制前的等幅载波功率 相等相等。

这说明，调制的作用仅是将原来的载频功率重新分配到各这说明，调制的作用仅是将原来的载频功率重新分配到各 个边频上，而总的功率不变这一点与调幅波完全不同个边频上，而总的功率不变这一点与调幅波完全不同 进一步分析表明，调制后尽管部分功率由载频向边频转换，进一步分析表明，调制后尽管部分功率由载频向边频转换， 但大部分能量还是集中在载频附近的若干个边频之中由贝塞但大部分能量还是集中在载频附近的若干个边频之中由贝塞 尔函数可以发现，当阶数尔函数可以发现，当阶数n n＞＞m m时，时，Jn(mJn(m) )值随值随n n的增大迅速下降，的增大迅速下降， 而且而且当当n n＞＞(m+1)(m+1)时，时，Jn(mJn(m) )的绝对值小于的绝对值小于0.10.1或相对功率值小于或相对功率值小于 0.010.01通常将振幅小于载波振幅通常将振幅小于载波振幅10%10%的边频分量忽略不计，有效的上的边频分量忽略不计，有效的上下边频分量总数则为下边频分量总数则为2(m+1)2(m+1)个，即调频波和调相波的有效频带个，即调频波和调相波的有效频带宽度定为宽度定为 BW=2(m+1)F=2(BW=2(m+1)F=2( f+F)f+F)(8-28(8-28) ) 可见，调频波和调相波的有效频带宽度与它们的调制系数可见，调频波和调相波的有效频带宽度与它们的调制系数m m 有关，有关，m m越大，有效频带越宽。

但是，越大，有效频带越宽但是，对于用同一个调制信号对对于用同一个调制信号对 载波进行调频和调相时，两者的频带宽度因载波进行调频和调相时，两者的频带宽度因m mf f和和m mp p的不同而互的不同而互 不相同 调频波和调相波的有效频带宽度调频波和调相波的有效频带宽度三、调频波与调相波的联系与区别三、调频波与调相波的联系与区别根据调频波的数学表达式根据调频波的数学表达式 和调相波的数学表达式和调相波的数学表达式a ap(tp(t)=)=V Vo ocoscos[ [ o ot+Kpt+Kpv v (t(t)] )] 可以看出可以看出FMFM与与PMPM两者之间的关系两者之间的关系: : 调频波可以看成调制信号为调频波可以看成调制信号为 而调相波则可以看成调制信号为而调相波则可以看成调制信号为 的调频波的调频波. . 这种关系为间接调频方法奠定了理论基础这种关系为间接调频方法奠定了理论基础 的调相波，的调相波， 根据前述分析可知，当调制信号频率根据前述分析可知，当调制信号频率F F发生变化时，调发生变化时，调频波的调制指数频波的调制指数m mf f与与F F成反比变化，其频宽宽度基本不变，成反比变化，其频宽宽度基本不变，故称恒带调制，其频谱宽度如图故称恒带调制，其频谱宽度如图8-6(a8-6(a) )所示。

而当调制信所示而当调制信号频率号频率F F变化时，调相波的调制指数变化时，调相波的调制指数m mp p与与F F无关，其频带宽度无关，其频带宽度随调制频率随调制频率F F变化，其频谱图如图变化，其频谱图如图8-6(b8-6(b) )所示FMPM图图8-68-6 调制频率不同时调制频率不同时FMFM及及PMPM信号的频谱信号的频谱 设设F=1kHzF=1kHz，，m mf f= m= mp p=12=12，这时，，这时，FMFM与与PMPM信号的谱宽相信号的谱宽相等，为等，为26kHz26kHz但是当调制信号幅度不变而频率增加到但是当调制信号幅度不变而频率增加到2kHz2kHz及及4kHz4kHz时，对时，对FMFM波来说，虽然调制频率提高了，但因波来说，虽然调制频率提高了，但因m mf f减小，使有效边频数目减小，所以有效谱宽只增加到减小，使有效边频数目减小，所以有效谱宽只增加到28kHz28kHz及及32kHz32kHz，即增加是有限的对，即增加是有限的对PMPM波来说，波来说，m mp p不变，不变，故谱宽随故谱宽随F F成正比例地增加到成正比例地增加到52kHz52kHz及及104kHz104kHz，因而占用的，因而占用的频带很宽，极不经济。

频带很宽，极不经济 §8.3 调频方法及电路一、实现调频的方法和基本原理一、实现调频的方法和基本原理 频率调制是对调制信号频谱进行非线性频率变换，而频率调制是对调制信号频谱进行非线性频率变换，而 不是线性搬移，因而不能简单地用乘法器和滤波器来实现不是线性搬移，因而不能简单地用乘法器和滤波器来实现 实现调频的方法分为两大类：直接调频法和间接调频法实现调频的方法分为两大类：直接调频法和间接调频法 1. 1. 直接直接调频法法 用调制信号直接控制振荡器的瞬时频率变化的方法称用调制信号直接控制振荡器的瞬时频率变化的方法称 为直接调频法如果受控振荡器是产生正弦波的为直接调频法如果受控振荡器是产生正弦波的LCLC振荡器，振荡器， 则振荡频率主要取决于谐振回路的电感和电容将受到调则振荡频率主要取决于谐振回路的电感和电容将受到调 制信号控制的可变电抗与谐振回路连接，就可以使振荡频制信号控制的可变电抗与谐振回路连接，就可以使振荡频 率按调制信号的规律变化，实现直接调频率按调制信号的规律变化，实现直接调频  可变电抗器件的种类：可变电抗器件的种类： 变容二极管变容二极管 具有铁氧体磁芯的电感线圈具有铁氧体磁芯的电感线圈 电抗管电路电抗管电路 直接调频法的优点：原理简单，频偏较大直接调频法的优点：原理简单，频偏较大 缺点：但中心频率不易稳定。

缺点：但中心频率不易稳定 在正弦振荡器中，若使可控电抗器连接于晶体振荡在正弦振荡器中，若使可控电抗器连接于晶体振荡器中，可以提高频率稳定度，但频偏减小器中，可以提高频率稳定度，但频偏减小 先将调制信号进行积分处理，然后用它控制载波的瞬时相先将调制信号进行积分处理，然后用它控制载波的瞬时相位变化，从而实现间接控制载波的瞬时频率变化的方法，称位变化，从而实现间接控制载波的瞬时频率变化的方法，称为间接调频法为间接调频法 间接调频法的优点：间接调频法的优点： 实现调相的电路独立于高频载波振荡器以外，所以这种调实现调相的电路独立于高频载波振荡器以外，所以这种调频波突出的优点是载波中心频率的稳定性可以做得较高频波突出的优点是载波中心频率的稳定性可以做得较高 缺点：可能得到的最大频偏较小缺点：可能得到的最大频偏较小2. 间接接调频法法 调频波可以看成调制信号为调频波可以看成调制信号为 的调相波，的调相波，间接调频实现的原理框图如图所示间接调频实现的原理框图如图所示图图8-78-7 借助于调相器得到调频波借助于调相器得到调频波 无论是直接调频，还是间接调频，其主要技术要求是：无论是直接调频，还是间接调频，其主要技术要求是： 频偏尽量大，并且与调制信号保持良好的线性关系；频偏尽量大，并且与调制信号保持良好的线性关系； 中心频率的稳定性尽量高；中心频率的稳定性尽量高； 寄生调幅尽量小；寄生调幅尽量小； 调制灵敏度尽量高。

调制灵敏度尽量高 其中频偏增大与调制线性度之间是矛盾的其中频偏增大与调制线性度之间是矛盾的§ 8.48.4、变容二极管直接调频电路、变容二极管直接调频电路 变容二极管调频电路是一种常用的直接调频电路，广变容二极管调频电路是一种常用的直接调频电路，广泛应用于移动通信和自动频率微调系统其优点是工作频泛应用于移动通信和自动频率微调系统其优点是工作频率高，固有损耗小且线路简单，能获得较大的频偏，其缺率高，固有损耗小且线路简单，能获得较大的频偏，其缺点是中心频率稳定度较低点是中心频率稳定度较低 1. 1. 基本工作原理和定量分析基本工作原理和定量分析 变容二极管是利用半导体变容二极管是利用半导体PNPN结的结电容随反向电压变结的结电容随反向电压变化这一特性而制成的一种半导体二极管它是一种电压控化这一特性而制成的一种半导体二极管它是一种电压控制可变电抗元件制可变电抗元件 结电容结电容CjCj与反向电压与反向电压v vR R存在如下关系：存在如下关系： 加到变容管上的反向电压，加到变容管上的反向电压，包括直流偏压包括直流偏压V V0 0和调制信号和调制信号电压电压v v (t(t)=)=V V coscos t t，， v vR R(t(t)=V)=V0 0+V+V coscos t t用调制信号控制变容二极管结电容用调制信号控制变容二极管结电容 把受到调制信号控制的变容二极把受到调制信号控制的变容二极管接入载波振荡器的振荡回路，如图管接入载波振荡器的振荡回路，如图8-108-10所示，则振荡频率亦受到调制信所示，则振荡频率亦受到调制信号的控制。

适当选择变容二极管的特号的控制适当选择变容二极管的特性和工作状态，可以使振荡频率的变性和工作状态，可以使振荡频率的变化近似地与调制信号成线性关系这化近似地与调制信号成线性关系这样就实现了调频样就实现了调频图图8-108-10 图图8-98-9 变容二极管调频电路变容二极管调频电路 在图在图8-98-9中，虚线左边是典型的正中，虚线左边是典型的正弦波振荡器，右边是变容管电路加到弦波振荡器，右边是变容管电路加到变容管上的反向偏压为变容管上的反向偏压为v vR R=V=VCCCC––V+V+v v (t(t)=V)=V0 0+ +v v (t)(t) (8-31) 式中，式中，V V0 0 = V= VCCCC–V–V是反向直流偏压是反向直流偏压 图中，图中， 是变容管与是变容管与L1C1L1C1回路之间的耦合电容，同时回路之间的耦合电容，同时起到隔直流的作用；起到隔直流的作用；C C 为对调制信号的旁路电容；为对调制信号的旁路电容；L2L2是是高频扼流圈，但让调制信号通过高频扼流圈，但让调制信号通过图中图中 (8-32) 经整理可得经整理可得 C(tC(t) )  – – c c0 0 (m, (m,  ) ) (8-33) 式中式中P P为变容二极管与振荡回路之间的接入系数，为变容二极管与振荡回路之间的接入系数， m=Vm=VΩΩ/ V/ VD D+ V+ V0 0 为调制深度为调制深度. .根据频率稳定度的概念可知，当根据频率稳定度的概念可知，当<<<< 0 0时时(8-34) 式中式中 0 0是未调制时载波角频率；是未调制时载波角频率；C C是调制信号为零时的回路是调制信号为零时的回路 总电容。

总电容将将(8-33(8-33) )代入代入(8-34(8-34) )得得 (t)= K(t)= K 0 0 (m,(m, )=K)=K 0 0[A[A0 0+A+A1 1coscos t+At+A2 2cos2cos2 t+…] t+…] 或或  f(tf(t)=Kf)=Kf0 0[A[A0 0+A+A1 1coscos t+At+A2 2cos2cos2 t+……] t+……] = = f f0 0+ + f f1 1+ + f f2 2+ + f f3 3+……+…… (8-35)该式说明，瞬时频率的变化中含有以下成份：该式说明，瞬时频率的变化中含有以下成份： ①① 与调制信号成线性关系的成份与调制信号成线性关系的成份 f f1 1  f f1 1=KA=KA1 1f f0 0 = rm[8+( = rm[8+( –1)(–1)( –2) ]Kf–2) ]Kf0 0 (8-36)②② 与调制信号各次谐波成线性关系的成份与调制信号各次谐波成线性关系的成份 f2f2、、 f3…… f3……  f f2 2=KA=KA2 2f f0 0 = =  ( ( –1) Kf–1) Kf0 0 (8-37)  f f3 3=KA=KA3 3f f0 0 = =  ( ( –1)(–1)( –2) Kf–2) Kf0 0 (8-38)③ ③ 中心频率相对于未调制时的载波频率产生的偏移为中心频率相对于未调制时的载波频率产生的偏移为  f f0 0=KA=KA0 0f f0 0 = =  ( ( –1) Kf–1) Kf0 0 (8-39) f(tf(t)=)= f f0 0+ + f f1 1+ + f f2 2+ + f f3 3+……+……  f1f1是调频时所需要的频偏。

是调频时所需要的频偏 f0f0是引起中心频率不稳是引起中心频率不稳定的一种因素定的一种因素 f2f2和和 f3f3是频率调制的非线性失真由以是频率调制的非线性失真由以上各式可知，若选取上各式可知，若选取 =1=1，则二次、三次非线性失真以及，则二次、三次非线性失真以及中心频率偏移均可为零也就是说中心频率偏移均可为零也就是说 f f与与v v (t(t) )成线性关系成线性关系 需要强调指出，以上讨论的是需要强调指出，以上讨论的是 C C相对于回路总电容相对于回路总电容C C很小（即小频偏）的情况如果很小（即小频偏）的情况如果 C C比较大则属于大频偏比较大则属于大频偏调频参见有关文献分析）调频参见有关文献分析） 2. 变容二极管容二极管调频实际电路分析路分析下面是下面是90MHz90MHz变容管直接调频电路变容管直接调频电路. .电路图如图电路图如图8-118-11所示a)(b)图图8-11 变容管直接调频实例变容管直接调频实例  由振荡器的等效电路可见，这是电容三点式电路，由振荡器的等效电路可见，这是电容三点式电路，变容管部分接入振荡回路，它的固定反偏电压由变容管部分接入振荡回路，它的固定反偏电压由+9V+9V电源电源经电阻经电阻56k56k 和和22k22k 分压后取得，调制信号分压后取得，调制信号v v 经高频扼流经高频扼流圈圈4747 H H加至变容管起调频作用。

图中各个加至变容管起调频作用图中各个1000pF1000pF电容对电容对高频均呈短路作用，振荡管接成共基极组态高频均呈短路作用，振荡管接成共基极组态  变容二极管调频电路的优点变容二极管调频电路的优点: : 电路简单，工作频率较高，容易获得较大的频偏，在电路简单，工作频率较高，容易获得较大的频偏，在频偏不需很大的情况下，非线性失真可以做得很小频偏不需很大的情况下，非线性失真可以做得很小 其缺点是其缺点是: : 变容管的一致性较差，大量生产时会给调试带来某些变容管的一致性较差，大量生产时会给调试带来某些麻烦；另外偏置电压的漂移、温度的变化会引起中心频率麻烦；另外偏置电压的漂移、温度的变化会引起中心频率漂移，因此调频波的载波频率稳定度不高漂移，因此调频波的载波频率稳定度不高 n §§ 8.58.5 晶体振荡器直接调频 上述的直接调频，主要优点是可获得较大的频偏，但上述的直接调频，主要优点是可获得较大的频偏，但其中心频率稳定较差，影响了它的应用其中心频率稳定较差，影响了它的应用。

例如例如88-108MHz88-108MHz的调频广播中，各个调频台的中心频的调频广播中，各个调频台的中心频率对稳定度不可超过率对稳定度不可超过 2kHz2kHz，否则相邻电台就要发生相互，否则相邻电台就要发生相互干扰若某台的中心频率为干扰若某台的中心频率为100MHz100MHz，则该电台的振荡频率，则该电台的振荡频率相对稳定度不应劣于相对稳定度不应劣于2 2  如何稳定调频波的中心频率呢？如何稳定调频波的中心频率呢？ 通常采用以下三种方法：通常采用以下三种方法： 第一，用晶体振荡器直接调频；第一，用晶体振荡器直接调频； 第二，采用自动频率控制电路；第二，采用自动频率控制电路； 第三，利用锁相环路稳频第三，利用锁相环路稳频 这里先讨论第一种方法这里先讨论第一种方法图图8-12 晶体直接调频原理图晶体直接调频原理图图图8-12(a8-12(a) )是皮尔斯电路，变容管与石英晶体相串联，是皮尔斯电路，变容管与石英晶体相串联，CjCj受受调制电压调制电压v v 的控制，因而石英晶体的等效电感也受到控制，的控制，因而石英晶体的等效电感也受到控制，也即振荡器的振荡频率受到调制电压也即振荡器的振荡频率受到调制电压v v 的控制，获得了调频的控制，获得了调频波。

波 石英晶体振荡器的频率稳定度很高，电压参数的变化对振石英晶体振荡器的频率稳定度很高，电压参数的变化对振荡频率的影响是微小的这就是说，变容管荡频率的影响是微小的这就是说，变容管CjCj的变化所引的变化所引起调频波的频偏是很小的这个偏移值不会超出石英晶体起调频波的频偏是很小的这个偏移值不会超出石英晶体串联、并联两个谐振频率差值的一半就一般而言，串联、并联两个谐振频率差值的一半就一般而言，f fg g与与f fP P的差值只有几十至几百赫兹的差值只有几十至几百赫兹 为了加大晶体振荡器直接调频电路的频偏，可在图为了加大晶体振荡器直接调频电路的频偏，可在图8-12(a8-12(a) )中的中的ABAB支路内串联一个电感支路内串联一个电感L L，如图，如图8-12(b8-12(b) )所示L L的串入减小石英晶体静态电容的串入减小石英晶体静态电容C0C0的影响，扩展石英晶体的影响，扩展石英晶体的感性区域，使的感性区域，使f fg g与与f fP P间的差值加大，从而增强了变容管间的差值加大，从而增强了变容管控制频偏的作用，使频偏加大控制频偏的作用，使频偏加大 图图8-138-13是中心频率为是中心频率为4.0MHz4.0MHz的晶体调频振荡器的实际电路，的晶体调频振荡器的实际电路， 图图(b)(b)是它的交流等效电路。

是它的交流等效电路图图8-13 晶体振荡器直接调频电路图晶体振荡器直接调频电路图 (a)(b)§§ 8.68.6 间接调频方法（由间接调频方法（由PMPMFMFM）） 间接调频的频稳度高，广泛地用于广播发射机和电视间接调频的频稳度高，广泛地用于广播发射机和电视伴音发射机中由前述间接调频的原理图可知，间接调频伴音发射机中由前述间接调频的原理图可知，间接调频的关键在于如何实现调相常用的调相方法主要有移相法的关键在于如何实现调相常用的调相方法主要有移相法调相调相,可变时延调相和可变时延调相和矢量合成调相法矢量合成调相法1. 1. 移相法移相法调相相 将载频信号将载频信号V Vcoscos 0 0t t通过一个相移受调制信号通过一个相移受调制信号v v 线性线性 控制的移相网络，即可实现调相，原理框图如图控制的移相网络，即可实现调相，原理框图如图8-148-14所示 图图8-14 移相法调相框图移相法调相框图 图中，图中，   = = k kp pv v  = = m mp pcoscos t t v v0 0 = Vcos= Vcos 0 0t t (8-40) 常用的移相网络有多种形式，如常用的移相网络有多种形式，如RCRC移相网络、移相网络、LCLC调谐回调谐回路移相网络等。

图路移相网络等图8-15(a8-15(a) )介绍的是用变容管对介绍的是用变容管对LCLC调谐回路调谐回路作可变移相的一种调相电路，图作可变移相的一种调相电路，图(b)(b)为等效电路为等效电路 (a) (b) 图图8-15 LC回路变容管调相电路回路变容管调相电路 由图可知，这是用调制电压由图可知，这是用调制电压v v 控制变容管电容控制变容管电容CjCj 的的变化，由变化，由CjCj 的变化实现调谐回路对输入载频的变化实现调谐回路对输入载频f0f0的相移，的相移，具体过程为具体过程为 v v  CjCj f f 0 0f(=ff(=f –f–f0 0) ) 根据根据LCLC调谐回路的分析，在调谐回路的分析，在v v =0=0时，回路谐振于载时，回路谐振于载频频f f0 0，呈纯阻性，回路相移，呈纯阻性，回路相移=0=0；当；当v v ≠0≠0时，回路失谐，时，回路失谐，呈电感性或电容性，得相移呈电感性或电容性，得相移＞＞0 0或或＜＜0 0，数学关系式，数学关系式为为在在＜＜3030 时，上式可近似为时，上式可近似为     (8-42)(8-41)  单级单级LCLC回路的线性相位变化范围较小，一般在回路的线性相位变化范围较小，一般在3030 以下，以下， 为了增大调相系数为了增大调相系数m mp p，可以用多级单调谐回路构成的变容管，可以用多级单调谐回路构成的变容管 调相电路。

调相电路 (c) (c) 图图8-158-15 LC LC回路变容管调相电路回路变容管调相电路 图图8-15(c8-15(c) )是三级单回路构成的移相电路，每个回路是三级单回路构成的移相电路，每个回路的的Q Q值由可变电阻值由可变电阻(22k(22k ) )调节，以使每个回路产生相等的调节，以使每个回路产生相等的相移为了减小各回路之间的相互影响，各回路之间均以相移为了减小各回路之间的相互影响，各回路之间均以小电容作弱耦合这样，电路总相移近似等于小电容作弱耦合这样，电路总相移近似等于3 3个回路的个回路的相移之和这种电路可在相移之和这种电路可在9090 范围内得到线性调相如果范围内得到线性调相如果各级回路之间的耦合电容过大，则该电路就不能看成是各级回路之间的耦合电容过大，则该电路就不能看成是3 3个单回路的串接，而变成三调谐回路的耦合电路了，这时，个单回路的串接，而变成三调谐回路的耦合电路了，这时，即使相移较小也会产生较大的非线性失真即使相移较小也会产生较大的非线性失真2. 可可变时延法延法调相相 周期信号在经过一个网络后，如果在时间轴上有所移周期信号在经过一个网络后，如果在时间轴上有所移动，则此信号的相角必然发生变化，时延法调相就是利用动，则此信号的相角必然发生变化，时延法调相就是利用调制信号控制时延大小而实现调相的一种方法，其原理框调制信号控制时延大小而实现调相的一种方法，其原理框图如图图如图8-168-16所示。

所示 图图8-168-16 时延调相原理框图时延调相原理框图上图中上图中   = =k kP Pv v  = =k kp pV V coscos t t = =m mp pcoscos t t (8-43) v v =Vcos[=Vcos[ 0 0(t–(t– )] =Vcos[)] =Vcos[ 0 0t–t–m mp pcoscos t t] ] (8-44) 可变时延法调相系统的最大优点是调制线性好，相位可变时延法调相系统的最大优点是调制线性好，相位偏移大，最大相移可达偏移大，最大相移可达144144 ，被广泛应用在调频广播发射，被广泛应用在调频广播发射机及激光通信系统中机及激光通信系统中将调相波的一般数学表达式展开，并以A0代表V，即得 ap(t)=A0cos0tcos[Apv(t)]-A0sin[APv(t)]sin0t 若最大相移很小，如 [Apv(t)] max < /6 则上式可近似写为 ap(t)=A0cos0t-A0APv(t)sin0t 调相波在调制指数小于0.5rad时，可以认为是由两个信号叠加而成： 一个是载波振荡A0cos0t ，另一个是载波被抑制的双边带调幅波 A0APv(t)sin0t ，两者的相位差为 3. 矢量合成调相法矢量合成调相法( (阿姆斯特朗法阿姆斯特朗法) )a ap(tp(t)=)=VcosVcos (t(t)=Vcos[)=Vcos[ 0 0t+At+Ap pv v (t)](t)]矢量合成调相法实现框图矢量合成调相法实现框图用用用用载载波振波振波振波振荡荡与双与双与双与双边带调边带调幅波叠加以幅波叠加以幅波叠加以幅波叠加以实现调实现调相相相相间接调频：变调相波为调频波。

间接调频：变调相波为调频波 调相法所获得频偏一般是不能满足需要的，例如，调频广调相法所获得频偏一般是不能满足需要的，例如，调频广播所要求的最大频移为播所要求的最大频移为75kHz75kHz为了使频偏加大到所需的为了使频偏加大到所需的数值，常需采用倍频的方法如果调频的频偏只有数值，常需采用倍频的方法如果调频的频偏只有50Hz50Hz，，则需要的倍频次数为则需要的倍频次数为(75(75  /50)=1500 /50)=1500倍，可见所需的倍，可见所需的倍频次数是很高的倍频次数是很高的 如果倍频之前载波频率为如果倍频之前载波频率为1MHz1MHz，则经，则经15001500次倍频后，次倍频后，中心频率增大为中心频率增大为1500MHz1500MHz这个数值又可能不符合对中心这个数值又可能不符合对中心频率的要求频率的要求4. 间接调频的实现间接调频的实现 例如，调频广播的中心频率假定要求例如，调频广播的中心频率假定要求100MHz100MHz为了最后得到这个数值，尚需采用混频的方法对于此处的例子，后得到这个数值，尚需采用混频的方法。

对于此处的例子，可用一个频率为可用一个频率为1400MHz(1400MHz(如用石英晶体振荡器再加上若干如用石英晶体振荡器再加上若干次倍频的办法来得到次倍频的办法来得到) )的本地振荡电压与之混频混频只的本地振荡电压与之混频混频只起频谱搬移作用，不会改变最大频移因此，最后获得中起频谱搬移作用，不会改变最大频移因此，最后获得中心频率为心频率为100MHz100MHz，频偏为，频偏为75kHz75kHz的调频波的调频波 当然，倍频也可以分散进行，例如先倍频当然，倍频也可以分散进行，例如先倍频N1N1次，之后次，之后进行混频，然后再倍频进行混频，然后再倍频N2N2倍如有必要，可以如此进行多倍如有必要，可以如此进行多次 间接调频电路间接调频电路( (阿姆斯特朗调频发射机阿姆斯特朗调频发射机) )图图8-17 间接调频的典型方框图间接调频的典型方框图§8.8§8.8 调角信号解调调角信号解调 调频波的解调简称鉴频；调相波的解调简称鉴相调频波的解调简称鉴频；调相波的解调简称鉴相 本节讨论的重点在鉴频本节讨论的重点在鉴频 对调频波而言，调制信息包含在已调信号瞬对调频波而言，调制信息包含在已调信号瞬时频率的变化中，所以解调的任务就是把已调信时频率的变化中，所以解调的任务就是把已调信号瞬时频率的变化不失真地转变成电压变化，即号瞬时频率的变化不失真地转变成电压变化，即实现实现““频率频率——电压电压””转换，完成这一功能的电路，转换，完成这一功能的电路，称为频率解调器，简称鉴频器。

称为频率解调器，简称鉴频器 一、鉴频方法概述和鉴频器的主要技术指标一、鉴频方法概述和鉴频器的主要技术指标 1. 1. 实现鉴频的方法的方法 实现鉴频的方法很多，但常用的方法有以下几种：实现鉴频的方法很多，但常用的方法有以下几种： (1) (1) 利用波形变换进行鉴频利用波形变换进行鉴频 将调频信号先通过一个线性变换网络，使调频波变换成将调频信号先通过一个线性变换网络，使调频波变换成 调频调幅波，其幅度正比于瞬时频率的变化，经变换网络输调频调幅波，其幅度正比于瞬时频率的变化，经变换网络输 出的调频调幅信号再作振幅检波即可恢复出原调制信号，斜出的调频调幅信号再作振幅检波即可恢复出原调制信号，斜 率鉴频率鉴频( (即失谐回路鉴频即失谐回路鉴频) )、相位鉴频等均属于此类其方框、相位鉴频等均属于此类其方框 图和波形图见图图和波形图见图8-188-18图图8-18 利用波形变换鉴频的方框图与波形图利用波形变换鉴频的方框图与波形图(2) 相移乘法鉴频相移乘法鉴频 这种鉴频的原理是：将调频波经过移相电路变成调频调相这种鉴频的原理是：将调频波经过移相电路变成调频调相波，其相位的变化正好与调频波瞬时频率的变化成线性关系；波，其相位的变化正好与调频波瞬时频率的变化成线性关系；然后将此调频调相波与未相移的调频波然后将此调频调相波与未相移的调频波( (为参考信号为参考信号) )进行相位进行相位比较，即可得到鉴频电路的解调输出。

由于相位比较器一般都比较，即可得到鉴频电路的解调输出由于相位比较器一般都选用乘法电路，所以此类鉴频电路就称为相移乘法电路选用乘法电路，所以此类鉴频电路就称为相移乘法电路 其组成框图如图其组成框图如图8-198-19所示图图8-19 相移乘法鉴频框图相移乘法鉴频框图 这种鉴频电路在集成电路中被广泛应用，其主要特点这种鉴频电路在集成电路中被广泛应用，其主要特点是性能良好，片外电路十分简单，通常只有一个可调电感，是性能良好，片外电路十分简单，通常只有一个可调电感，调整非常方便调整非常方便 这是利用调频波单位时间内过零信息的不同来实现解这是利用调频波单位时间内过零信息的不同来实现解调的一种鉴频器因为调频波的频率是随调制信号变化的，调的一种鉴频器因为调频波的频率是随调制信号变化的，当瞬时频率高时，过零的数目就多；瞬时频率低时，过零当瞬时频率高时，过零的数目就多；瞬时频率低时，过零点的数目就少利用调频波的这个特点，就可以实现解调，点的数目就少利用调频波的这个特点，就可以实现解调，其最大优点是线性良好图其最大优点是线性良好图8-208-20就是这种鉴频的一种框图，就是这种鉴频的一种框图，其主要点的波形变化情况也在图中标出。

其主要点的波形变化情况也在图中标出 (3) 脉冲计数式鉴频器脉冲计数式鉴频器图图8-20 脉冲计数式鉴频器实现方框图和波形图脉冲计数式鉴频器实现方框图和波形图 首先将输入调频波通过限幅器变为调频方波，然后微首先将输入调频波通过限幅器变为调频方波，然后微分变为尖脉冲序列，用其中正脉冲去触发脉冲形成电路，分变为尖脉冲序列，用其中正脉冲去触发脉冲形成电路，这样调频波就变换成脉宽相同而周期变化的脉冲序列，它这样调频波就变换成脉宽相同而周期变化的脉冲序列，它的周期变化反映调频波瞬时频率的变化将此信号进行低的周期变化反映调频波瞬时频率的变化将此信号进行低通滤波，取出其平均分量，就可得到原调制信号通滤波，取出其平均分量，就可得到原调制信号 这种电路的突出优点：线性好、频带宽、便于集成，同时这种电路的突出优点：线性好、频带宽、便于集成，同时它能工作于一个相当宽的中心频率范围它能工作于一个相当宽的中心频率范围(1Hz-10MHz(1Hz-10MHz，如配，如配合使用混频器，中心频率可扩展到合使用混频器，中心频率可扩展到100MHz)100MHz)4) 利用锁相环路实现鉴频。

利用锁相环路实现鉴频 2. 鉴频器的主要技术指标鉴频器的主要技术指标 鉴频器的主要特性是鉴频特鉴频器的主要特性是鉴频特性，也就是鉴频器输出电压性，也就是鉴频器输出电压v vo o与与输入调频波频率输入调频波频率f f之间的关系，典之间的关系，典型的鉴频特性曲线如图型的鉴频特性曲线如图8-218-21所示 以下列几个参量衡量鉴频器以下列几个参量衡量鉴频器性能的技术指标性能的技术指标 图图8-21 鉴频特性曲线鉴频特性曲线(1) (1) 鉴频跨跨导S S 在中心频率附近，单位频偏所引起的输出电压的变化量，在中心频率附近，单位频偏所引起的输出电压的变化量， 即即 显然，鉴频灵敏度越高，意味着鉴频特性曲线越陡峭，显然，鉴频灵敏度越高，意味着鉴频特性曲线越陡峭， 鉴频能力越强鉴频能力越强(2) (2) 线性范性范围 指鉴频特性曲线近似于直线段的频率范指鉴频特性曲线近似于直线段的频率范围，用围，用2 2 fmaxfmax表示，如图表示，如图8-218-21所示，它表明所示，它表明鉴频器不失真解调时所允许的频率变化范围。

鉴频器不失真解调时所允许的频率变化范围因此，要求因此，要求2 2 fmaxfmax应大于调频波最大频偏的应大于调频波最大频偏的两倍2 2 fmaxfmax又称为鉴频器的带宽又称为鉴频器的带宽 (3) (3) 鉴频灵敏度灵敏度 主要是指为使鉴频器正常工作所需的输主要是指为使鉴频器正常工作所需的输入调频波的幅度，其值越小，鉴频器灵敏度入调频波的幅度，其值越小，鉴频器灵敏度越高 相位鉴频器也是利用波形变换鉴频的一种方法它是相位鉴频器也是利用波形变换鉴频的一种方法它是利用回路的相位频率特性将调频波变为调幅利用回路的相位频率特性将调频波变为调幅——调频波，然调频波，然后用振幅检波恢复调制信号后用振幅检波恢复调制信号 常用的相位鉴频器电路有两种，即电感耦合相位鉴频常用的相位鉴频器电路有两种，即电感耦合相位鉴频器和电容耦合相位鉴频器本节主要讨论电感耦合相位鉴器和电容耦合相位鉴频器本节主要讨论电感耦合相位鉴频器二、相位鉴频二、相位鉴频 1. 电路说明电路说明 图图8-228-22是电感耦合相是电感耦合相位鉴频器原理电路图。

输位鉴频器原理电路图输入电路的初级回路入电路的初级回路C1C1、、L1L1和次级回路和次级回路C2C2、、L2L2均调谐均调谐于调频波的中心频率于调频波的中心频率f0f0它们完成波形变换，将等它们完成波形变换，将等幅调频波变换成幅度随瞬幅调频波变换成幅度随瞬时频率变化的调频波时频率变化的调频波( (即调即调幅幅- -调频波调频波) )图图8-22 相位鉴频器原理电路相位鉴频器原理电路 D D1 1、、R R1 1、、C C3 3和和D D2 2、、R R2 2、、C C4 4组成上、下两个振幅检波组成上、下两个振幅检波器，且特性完全相同，将振幅的变化检测出来器，且特性完全相同，将振幅的变化检测出来 负载电阻负载电阻R R通常比旁路电容通常比旁路电容C C3 3的高频容抗大得多，而的高频容抗大得多，而耦合电容耦合电容C C4 4与旁路电容与旁路电容C C3 3的容抗则远小于高频扼流圈的容抗则远小于高频扼流圈L L3 3的的感抗因此，初级回路上的信号电压几乎全部降落在扼流感抗因此，初级回路上的信号电压几乎全部降落在扼流圈圈L L3 3上。

上 2. 工作原理工作原理 由图由图8-228-22可以看出，初级回路电流经互感耦合，在次级可以看出，初级回路电流经互感耦合，在次级 回路两端感应产生次级回路电压加在两个振幅检波器的输回路两端感应产生次级回路电压加在两个振幅检波器的输 入信号分别为入信号分别为 (8-45) (8-46) 只要加在二极管上的电压为只要加在二极管上的电压为FM-AMFM-AM波，后面就是振幅检波波，后面就是振幅检波 这里关键是弄清这里关键是弄清 与与 间的相位关系间的相位关系 为了使分析简单起见，先作两个合乎实际的假定：为了使分析简单起见，先作两个合乎实际的假定： 1) 1) 初次级回路的品质因数均较高；初次级回路的品质因数均较高； 2) 2) 初、次级回路之间的互感耦合比较弱初、次级回路之间的互感耦合比较弱 这样，在估算初级回路电流时，就不必考虑初级回路自这样，在估算初级回路电流时，就不必考虑初级回路自 身的损耗电阻和从次级反射到初级的损耗电阻身的损耗电阻和从次级反射到初级的损耗电阻。

于是可以近似地得到图于是可以近似地得到图8-238-23所示的所示的 等效电路，图中等效电路，图中图图8-23 次级回路的等效电路次级回路的等效电路 初级电流在次级回路中感应产生串初级电流在次级回路中感应产生串 联电动势联电动势(8-48) 式中，正、负号取决于初次级线圈的绕向式中，正、负号取决于初次级线圈的绕向8-47) 可以根据图可以根据图8-238-23所示的等效电路求出：所示的等效电路求出：(8-50) 式中，式中，X2=XL2–XC2X2=XL2–XC2是次级回路总电抗，可正可负，还可为零是次级回路总电抗，可正可负，还可为零 这取决于信号频率这取决于信号频率现在假设线圈的绕向使该式取负号将式现在假设线圈的绕向使该式取负号将式(8-47(8-47) )代入式代入式(8-48(8-48) )，， 得得(8-49)① ① 从式可以看出，当信号率频从式可以看出，当信号率频f finin等于中心频等于中心频 率率f f0 0( (即回路谐振频率即回路谐振频率) )时，时，X X2 2=0=0，于是，于是(8-51)该式表明，次数回路电压该式表明，次数回路电压 比初级回路电压比初级回路电压 超前超前 。

Vab② ② 当信号频率当信号频率finfin高于中心频率高于中心频率f0f0时，时，XL2XL2＞＞XC2XC2，即，即X2X2＞＞0 0 这时次级回路总阻抗为这时次级回路总阻抗为式中，式中， 是是Z2Z2的模，其值为的模，其值为 是是Z2Z2的相角，其值为的相角，其值为将将Z2Z2的关系式代入式的关系式代入式(8-50(8-50) )，得，得该式表明，当信号频率高于中心频率时，次级回路电压该式表明，当信号频率高于中心频率时，次级回路电压 超前于初级回路电压超前于初级回路电压 一个小于一个小于 的角度的角度 ③ ③ 当当finfin＜＜f0f0时，与上面类似时，与上面类似即即 超前于超前于 一个大于一个大于 的相角的相角  通过上面的分析，我们找到了次级回路电压与初级回路电通过上面的分析，我们找到了次级回路电压与初级回路电压之间的相位关系压之间的相位关系 归纳起来就是：归纳起来就是： 将超前于将超前于 一个角度。

一个角度 这个角度可能是这个角度可能是 ，可能大于，可能大于 ，也可能小于，也可能小于 ，， 主要取决于信号频率是等于、小于或大于中心频率正是由于主要取决于信号频率是等于、小于或大于中心频率正是由于这种相位关系与信号频率有关，才导致两个检波器的输入电这种相位关系与信号频率有关，才导致两个检波器的输入电压的大小产生了差别这可以从分析矢量图来说明压的大小产生了差别这可以从分析矢量图来说明根据式根据式(8-45(8-45) )、式、式(8-46(8-46) )和上面的相位关系的分析，和上面的相位关系的分析， 画出图画出图8-248-24所示的矢量图所示的矢量图fin=f0 fin>f0 图图8-24 相位鉴频器矢量图相位鉴频器矢量图fin

为检波器的电压传输系数 将上式与图将上式与图8-248-24的矢量图联系起来，可以看出：当的矢量图联系起来，可以看出：当fin=f0fin=f0时，因为时，因为V VD1D1=V=VD2D2，所以，所以VaVa b b =0=0；当；当finfin＞＞f0f0时，时，因为因为V VD1D1＞＞V VD2D2，所以，所以VaVa b b ＞＞0 0；当；当finfin＜＜f0f0时，因为时，因为V VD1D1＜＜V VD2D2，所以，所以VaVa b b ＜＜0 0，因此，输出电压，因此，输出电压VaVa b b 反映了输入反映了输入信号瞬时频率的偏移信号瞬时频率的偏移 f f而 f f与原调制信号与原调制信号v v (t(t) )成正比，成正比，即即VaVa b b 与与v v  (t) (t)成正比亦即实现了调频波的解调亦即实现了调频波的解调 若将若将VaVa b b 与频移与频移 f f之间的关系画成曲线，便得到如图之间的关系画成曲线，便得到如图8-258-25所示所示 的的S S形鉴频特性曲线。

形鉴频特性曲线 (a) 正极性鉴频曲线正极性鉴频曲线 (b) 负极性鉴频曲负极性鉴频曲线线图图8-25 图图(a)(a)为正极性鉴频曲线，鉴频跨导为正极性鉴频曲线，鉴频跨导S S＞＞0 0若次级线圈的同名端若次级线圈的同名端 相反，则为负极性鉴频，鉴频跨导相反，则为负极性鉴频，鉴频跨导S S＜＜0 0，如图，如图(b)(b)所示 其矢量图读者可自行画出其矢量图读者可自行画出 在该曲线的中间部分，输出电压与瞬时频移在该曲线的中间部分，输出电压与瞬时频移 f f之间近之间近似地成线性关系，似地成线性关系， f f越大，输出电压也越大；但当信号频越大，输出电压也越大；但当信号频率偏离中心频率越来越远，超过一定限度率偏离中心频率越来越远，超过一定限度( (f f ＞＞ fm)fm)后，鉴频器的输出电压又随着频移的加大而下降其主要后，鉴频器的输出电压又随着频移的加大而下降其主要原因是，当频率超过一定范围以后，已超出了输入电路的原因是，当频率超过一定范围以后，已超出了输入电路的通频带，耦合回路的频率响应曲线的影响变得显著起来，通频带，耦合回路的频率响应曲线的影响变得显著起来，这就导致了这就导致了 的大小也随着频移的加大而下降，所以最的大小也随着频移的加大而下降，所以最后反而使鉴频器的输出电压下降。

因此，后反而使鉴频器的输出电压下降因此，S S型鉴频特性曲型鉴频特性曲线的线性区间两边的边界应对应于耦合回路频率响应曲线线的线性区间两边的边界应对应于耦合回路频率响应曲线通频带的两个半边界点，即半功率点通频带的两个半边界点，即半功率点 前面介绍的相位鉴频器，当输入调频信号的振幅发生前面介绍的相位鉴频器，当输入调频信号的振幅发生变化时，输出电压也会发生变化，因此由各种噪声和干扰变化时，输出电压也会发生变化，因此由各种噪声和干扰引起的输入信号寄生调幅，都将在其输出端反映出来为引起的输入信号寄生调幅，都将在其输出端反映出来为了抑制噪声及干扰，在鉴频器前必须增设限幅器而比例了抑制噪声及干扰，在鉴频器前必须增设限幅器而比例鉴频器具有自限幅功能，因而采用它可以省去外加的限幅鉴频器具有自限幅功能，因而采用它可以省去外加的限幅器§ 8.9 比例鉴频器比例鉴频器 比例鉴频器的原理电路比例鉴频器的原理电路 图图8-26其波形变换部分与相位鉴频器基本相同，电路上差别主要其波形变换部分与相位鉴频器基本相同，电路上差别主要 有以下几点：有以下几点： (1) R1(1) R1，，R2R2连接点连接点N N接地，负载接地，负载RLRL接在接在MNMN之间，输出电压由之间，输出电压由 M M，，N N引出。

引出 (2) R1(2) R1和和R2R2两端并接大电容两端并接大电容C6(C6(一般为一般为1010 F)F)，使得在检波，使得在检波过过 程中程中a a b b 间的端电压基本保持不变间的端电压基本保持不变 (3) D1(3) D1和和D2D2按环路顺接，以保持直流通路，因此按环路顺接，以保持直流通路，因此C3C3和和C4C4上的上的 电压极性一致，电压极性一致，VaVa b b =V=VC3C3+V+VC4C4比例鉴频器的输出电比例鉴频器的输出电压压 2. 2. 自限幅特性分析自限幅特性分析 比例鉴频器不需要前置限幅器，它本身就具有抑制寄比例鉴频器不需要前置限幅器，它本身就具有抑制寄生调幅所产生的干扰的能力，在比例鉴频器中，由于生调幅所产生的干扰的能力，在比例鉴频器中，由于C6C6的的电容量很大，因此电压电容量很大，因此电压VaVa b b 基本稳定不变，它只决定于基本稳定不变，它只决定于调频波的载波振幅，而与其频偏及寄生调幅都无关调频波的载波振幅，而与其频偏及寄生调幅都无关. . 当输当输入信号振幅由于干扰突然变大时，由于电压入信号振幅由于干扰突然变大时，由于电压VaVa b b 基本恒基本恒定，就使得检波管的电流明显加大，加重了对输入回路的定，就使得检波管的电流明显加大，加重了对输入回路的负载，即回路负载，即回路Q Q值下降值下降, ,可迫使信号振幅减小。

反之亦然可迫使信号振幅减小反之亦然因而很好地起到了稳幅的作用因而很好地起到了稳幅的作用 调频制的抗干扰(噪声)性能 关于各种调制方式的抗干扰性能分析属于后续课程关于各种调制方式的抗干扰性能分析属于后续课程““通信原理通信原理””的课程内容，但是，有些高频电路的组成的课程内容，但是，有些高频电路的组成( (例如，调频收发信机中的预加重、去加重等特殊电路例如，调频收发信机中的预加重、去加重等特殊电路) )与与抗噪声性能的分析是密切相关的本课程只能在讲清楚讨抗噪声性能的分析是密切相关的本课程只能在讲清楚讨论条件后，直接引用有关结论论条件后，直接引用有关结论 抗干扰性是指在接收机解调器的输入端信噪比抗干扰性是指在接收机解调器的输入端信噪比(SNR)(SNR)相同时，哪种调制方式的接收机输出端信噪比高，则认为相同时，哪种调制方式的接收机输出端信噪比高，则认为这种调制方式的抗干扰性能好在本章的开头曾提到调频这种调制方式的抗干扰性能好在本章的开头曾提到调频制的突出特点是它的抗干扰性能优于调幅制，这是为什么制的突出特点是它的抗干扰性能优于调幅制，这是为什么呢？对此，简述如下。

呢？对此，简述如下 分析表明，对于单音调频波分析表明，对于单音调频波( (假定干扰也是单频信号假定干扰也是单频信号) )而言，而言， 解调的输出电压信噪比为解调的输出电压信噪比为(SNR)(SNR)FM FM   (8-55)式中，式中， 为接收机输入端信噪比，为接收机输入端信噪比，VsVs和和VnVn分别表示信号与干扰电分别表示信号与干扰电 压的幅值；压的幅值；  f f为频偏；为频偏； F F为调制信号频率；为调制信号频率；m mf f为调频指数为调频指数 一般宽带调频系数一般宽带调频系数m mf f 总是大于总是大于1 1的，因而调频接收机信噪比与的，因而调频接收机信噪比与 输入端相比是有所提高的输入端相比是有所提高的 对于调幅接收机而言，检波输出电压信噪比为对于调幅接收机而言，检波输出电压信噪比为 (SNR)(SNR)AMAM   (8-56)当当m ma a=1=1时，输出端信噪比与输入信噪比相等，这是调幅接时，输出端信噪比与输入信噪比相等，这是调幅接收最好的情况而通过收最好的情况而通过m ma a<1<1，则结果要差些。

则结果要差些 由于在调幅制中，调幅系数由于在调幅制中，调幅系数m ma a不能超过不能超过1 1，而在调频，而在调频制中，调频系数制中，调频系数m mf f 可以远大于可以远大于1 1，所以说调频制的抗干扰，所以说调频制的抗干扰性能优于调幅制以上分析表明，加大调制系数性能优于调幅制以上分析表明，加大调制系数m mf f 可以可以使鉴频输出信噪比增加，但必须注意，加大使鉴频输出信噪比增加，但必须注意，加大m mf f 将增加信将增加信号带宽 因此，调频制抗干扰性能优于调幅制，是以牺牲带宽为因此，调频制抗干扰性能优于调幅制，是以牺牲带宽为代价的 以上讨论仅指干扰为单频信号的简单情况，如果干扰以上讨论仅指干扰为单频信号的简单情况，如果干扰信号非单频，而是白噪声，分析表明，只有在调频系数大信号非单频，而是白噪声，分析表明，只有在调频系数大于于0.60.6时，调频制的抗干扰性能才优于调幅制因此，常时，调频制的抗干扰性能才优于调幅制因此，常把把 m mf f=0.6=0.6作为窄带调频与宽带调频的过渡点在抗干扰作为窄带调频与宽带调频的过渡点。

在抗干扰性能方面，窄带调频并不优于调幅制，因为窄带调频信号性能方面，窄带调频并不优于调幅制，因为窄带调频信号和调幅信号的带宽并无差异和调幅信号的带宽并无差异 从表面看，增加带宽将使更多的噪声信号进入接收机，从表面看，增加带宽将使更多的噪声信号进入接收机，但是，为什么宽带的调频信号反而可以提高信噪比呢？但是，为什么宽带的调频信号反而可以提高信噪比呢？ 这是因为调频信号的频谱是有规律地扩展的，各旁频这是因为调频信号的频谱是有规律地扩展的，各旁频分量是相关的，经解调后宽带信号可以凝聚为窄带的原始分量是相关的，经解调后宽带信号可以凝聚为窄带的原始调制信号频谱而噪声各频率是彼此独立的，不能凝聚，调制信号频谱而噪声各频率是彼此独立的，不能凝聚，解调后仍分布在宽带内，大部分解调后仍分布在宽带内，大部分 将被滤波器滤除，这就将被滤波器滤除，这就使输出信噪比得以提高使输出信噪比得以提高 从上式还可以看出，调频接从上式还可以看出，调频接收机中鉴频器输出端的噪声随调收机中鉴频器输出端的噪声随调制信号频率的增加而增大，即鉴制信号频率的增加而增大，即鉴频器输出端噪声电压频谱呈三角频器输出端噪声电压频谱呈三角形形( (其噪声功率谱呈抛物线形其噪声功率谱呈抛物线形) )，，如图如图8-278-27所示。

而各种消息信号所示而各种消息信号( (如话音、音乐等如话音、音乐等) )，它们的能量，它们的能量都集中在低频端，因此在调制信都集中在低频端，因此在调制信号的高频端输出信噪比将明显下号的高频端输出信噪比将明显下降，这对调频信号的接收是很不降，这对调频信号的接收是很不利的 图图8-27 鉴频器输出噪声频谱鉴频器输出噪声频谱(SNR)(SNR)FM FM    为了使调频接收机在整个频带内都具有较高的输出信为了使调频接收机在整个频带内都具有较高的输出信噪比，可以在调频发射机的调制器之前，人为地加重高音噪比，可以在调频发射机的调制器之前，人为地加重高音频，使高音频电压提升，这被称为频，使高音频电压提升，这被称为“预加重预加重”技术，实现技术，实现这一技术的电路称为预加重网络这一技术的电路称为预加重网络 但这样做的结果，改变了原调制信号各调制频率之间的但这样做的结果，改变了原调制信号各调制频率之间的比例关系，将造成解调信号的失真因此，需要在调频接比例关系，将造成解调信号的失真因此，需要在调频接收机鉴频器输出端加入一个与预加重网络传输函数相反的收机鉴频器输出端加入一个与预加重网络传输函数相反的去加重网络去加重网络，把人为提升高音频电压振幅降下来，恢复原，把人为提升高音频电压振幅降下来，恢复原调制信号各频率之间的比例关系，使解调信号不失真。

调制信号各频率之间的比例关系，使解调信号不失真预加重预加重”技术技术1. 预加重网络预加重网络 调频噪声频谱呈三角形，即与调制信号频率调频噪声频谱呈三角形，即与调制信号频率F F成正比与此成正比与此相对应，可将信号电压做类似处理，要求预加重网络的传输函数相对应，可将信号电压做类似处理，要求预加重网络的传输函数应满足应满足 ∝ ∝2 2 F F，这对应于一个微分电路但考虑到对信，这对应于一个微分电路但考虑到对信号的低端不应加重，一般采用的预加重网络及其传输特性分别如号的低端不应加重，一般采用的预加重网络及其传输特性分别如图图8-28(a8-28(a) )、、(b)(b)所示所示. .图图8-28 预加重网络预加重网络图中图中 ( (式中式中R=R1//R2)R=R1//R2) 对于调频广播发射机中的预加重网络参数对于调频广播发射机中的预加重网络参数C C、、R1R1、、R2R2的的 选择，常使选择，常使F1=2.1kHzF1=2.1kHz，，F2=15kHzF2=15kHz，此时，此时R R1 1C=75C=75 s s。

2. 去加重网络去加重网络 去加重网络及其频响特性见图去加重网络及其频响特性见图8-29(a8-29(a) )、、(b)(b)，去加重网络，去加重网络 应具有与预加重网络相反的网络特征因而应使应具有与预加重网络相反的网络特征因而应使 ∝ ∝1/21/2 F F，， 可见，去加重网络相当于一个积分电路在广播调频接收机中，可见，去加重网络相当于一个积分电路在广播调频接收机中， 去加重网络参数去加重网络参数R R、、C C的选择应使的选择应使F1=2.1kHzF1=2.1kHz，，F2=15kHzF2=15kHz，此时，此时 R R1 1C=75C=75 s s图图8-29 去加重网络去加重网络本 章 小 结1. 1. 角度调制是载波的总相角随调制信号变化，它分为调频角度调制是载波的总相角随调制信号变化，它分为调频和调相调频的瞬时频率随调制信号线性变化，调相波的和调相调频的瞬时频率随调制信号线性变化，调相波的瞬时相位随调制信号线性变化调角波的频谱不是调制信瞬时相位随调制信号线性变化调角波的频谱不是调制信号频谱的线性搬移，而是产生了无数个组合频率分量，其号频谱的线性搬移，而是产生了无数个组合频率分量，其频谱结构与调制指数频谱结构与调制指数m m有关，这一点与调幅是不同的。

有关，这一点与调幅是不同的 2. 2. 角度调制信号包含的频谱虽然是无限宽，但其能量集中角度调制信号包含的频谱虽然是无限宽，但其能量集中在中心频率在中心频率f0f0附近的一个有限频段内略去小于未调高频附近的一个有限频段内略去小于未调高频载波振幅载波振幅10%10%以下的边频，可认为调角信号占据的有效带以下的边频，可认为调角信号占据的有效带宽为宽为BW=2(BW=2( fm+Fmax)fm+Fmax)，其中，，其中， fmfm为频偏，为频偏，FmaxFmax为调制信为调制信号最高频率号最高频率3. 3. 调角波的调制指数可表达为调角波的调制指数可表达为 , , 但其中调频波的但其中调频波的m mf f与调制频率与调制频率F F成反比，而调相波的成反比，而调相波的m mp p则与调制频率则与调制频率F F无关调频波的频带宽度与调制信号频率无关近似为恒带调制，调相频波的频带宽度与调制信号频率无关近似为恒带调制，调相波的频带宽度随调制信号的频率而变化波的频带宽度随调制信号的频率而变化 4. 4. 调角波的平均功率与调制前的等幅载波功率相等调制的调角波的平均功率与调制前的等幅载波功率相等。

调制的作用仅是将原来的载频功率重新分配到各个边频上而总的功作用仅是将原来的载频功率重新分配到各个边频上而总的功率不变5. 5. 实现调频的方法有两类，直接调频与间接调频实现调频的方法有两类，直接调频与间接调频 直接调频是用调制信号去控制振荡器中的可变电抗直接调频是用调制信号去控制振荡器中的可变电抗元件元件( (通常是变容二极管通常是变容二极管) )，使其振荡频率随调制信号线性，使其振荡频率随调制信号线性变化；间接调频是将调制信号积分后，再对高频载波进行变化；间接调频是将调制信号积分后，再对高频载波进行调相，获得调频信号调相，获得调频信号 直接调频可获得大的频偏，但中心频率的频率稳定直接调频可获得大的频偏，但中心频率的频率稳定度低；间接调频时中心频率的频率稳定度高，但难以获得度低；间接调频时中心频率的频率稳定度高，但难以获得大的频偏，需采用多次倍频、混频加大频偏大的频偏，需采用多次倍频、混频加大频偏6.6. 调频波的解调称为鉴频或频率检波，调相波的解调称为调频波的解调称为鉴频或频率检波，调相波的解调称为鉴相或相位检波与调幅波的检波一样，鉴频和鉴相也是鉴相或相位检波。

与调幅波的检波一样，鉴频和鉴相也是从已调信号中还原出原调制信号鉴频的主要方法有斜率从已调信号中还原出原调制信号鉴频的主要方法有斜率鉴频器、相位鉴频器、比例鉴频器、相移乘法鉴频器和脉鉴频器、相位鉴频器、比例鉴频器、相移乘法鉴频器和脉冲计数式鉴频器前三种鉴频器的基本原理都是由实现波冲计数式鉴频器前三种鉴频器的基本原理都是由实现波形变换的线性网络和实现频率变换的非线性电路组成相形变换的线性网络和实现频率变换的非线性电路组成相位鉴频器和比例鉴频器则是利用耦合电路的相频特性将调位鉴频器和比例鉴频器则是利用耦合电路的相频特性将调频波变成调幅调频波，然后再进行振幅检波比例鉴频器频波变成调幅调频波，然后再进行振幅检波比例鉴频器具有自动限幅的功能，能够抑制寄生调幅干扰具有自动限幅的功能，能够抑制寄生调幅干扰。