TL431电路原理及频率特特性的研究.pdf

TL431 电路原理及频率特特性的研究 许剑伟2008-1-1 莆田十中TL431 是一种高精度、 低温漂电压基准器件，目前已得到广泛应用TL431 具有很高的 电压增益，实际应用中易发生自激等问题，造成许多困惑，本文系统分析TL431 的内部电 路，并给出利用计算机分析计算的方法，使设计人员对关于TL431 电路的稳定性有准确的 整体把屋一、基本参数估计 （1）静态电流分配：TL431 的最小工作电流为0.4mA ， 此时 V10 基本上没有电流 （取 0.03mA， be 压降 0.6） V9 射极电流为0.6V/10k=0.06mA 设 V3 的 be 压降为 0.67V ，V1、V2 的集电极电压均为0.67V，所计算时把R1、R2 看 作并联，，则算得V3 射极电流为 (2.5-0.67*2)/(3.28+2.4//7.2)=0.228mA 剩余电流 0.4-0.228-0.06-0.03=0.52mA ， 提供给 V7、 V8 电流镜， V7、 V8 各获得 0.04mA V4、V5、V6、V7、V8 工作电流均为0.04mA （2）假内部三极管的fT 值为 100—200MHz ，当工作电流小的时候fT 为 10—100MHz ， 由此间接估计三极管内部的等效电容。

cb 结电容均假设为1— 2pFV4、V7 、V8、V9 等三极管工作电流小，所以fT 要小很多（结电容为主，扩散电容较小） （3）V4、V5 工作电流较小，通常小电流时电流放大倍数也较小设V4 的放大倍数为50 倍左右 （4）为方便计算，设V9、与 V10 的电流放大系数相同，V9、V10 与电流增益直接相关，它们的放大倍数可由TL431 数据表间接计算出来 注 1：晶体管的低频放大倍数与直流放大倍数是不相同的，静态工作电流小时二者相差 不大，静态电流大时二者可能相差很大，具体与该晶体管的特性有关 二、 TL431 带隙基准电压产生原理 带隙基准产生的原理不是本文要阐述的主要问题，但TL431 内部的基准电路与增益和 关，所以有必要对其分析1、Vbe 压降在室温下有负温度系数约C=-1.9 至-2.5mV/K ，通常取 -2mV/K ，而热电压 UT=DT 在室温下有正温度系数D=0.0863 mV/K ，将 UT 乘以适当倍率并与Vbe 相加可大大 消除温度影响 注： UT=KT/q ，式中 K 为波尔兹曼常数，T 为绝对温标中的温度，q 为单位电荷，常温 下 UT=26mV 2、正温度系数电压基准的产生： （1）I2 的性质：e2Tre 1s22s1e2 1s22s1 Tree22be1beresTbe Tbe s Tbe sRIaUUIIIIlnaRIIIIIlnUURIUUUIIlnUUUUeI) 1UUe(II :，则令即可得到等式考虑二极管方程Is1、Is2 与温度有关，但它们的比值基本上与温度无关，当I1/I2 为常数，则a 为常数， 那么 Ure、I2 与热电压UT 成正比，因Ud2 与 I2 成正比，所以Ud2 也与 UT 成正比， Ud2 成为正温度系数的电压参考。

Ube 是负温度系数的电压参考，ΔU 是 V1、V2 极电极压差， 那么 Ur=Ube+Ud2+ ΔU，适当调整R2 可使得 Ube 与 Ud2 温漂相互补偿，得到零温漂电压 参考 Uref=Ube+Ud2 ，Uref 是一个特殊的内部电压参考，在电路中被分为二部分，中间被ΔU 隔开适当调整Ur，可使得 ΔU=0，此时 Ur=Uref ，反之，当Ur ≠Uref 时， ΔU≠0可 见通过 ΔU 可察觉 Ur 是否与内部的Uref 相等通过深度负反馈电路调整Ur，容易使得 ΔU=0，Ur=Uref ，实际应用中，电路可能是浅反馈的，甚至是开环的，ΔU 不一定为零，此 时 Ur 与 Uref 存在一定的差值，设差值为Ui，通过分析I1 与 I2 的微变关系可得到Ui 与ΔU 关系TL431内 部 的 电 压 参 考 模 型 可 理 解 为Ur=2Ube1+UR2+UR3+Δ U ， Uref= 2Ube+UR2+UR3 Uref 实际上是外推禁带能隙电压，外推到T=0 时， Ud2=0，则 Uref=Ube （2）I1 与 I2 的微变关系： 设电路中 V1、V2 的 be 结微变电阻为r1、r2 )a1(II II rrII)a1(IUIUaURIUrIUrIUIUR0 202101211 2020T20T0T e20T 210T 1oT得又由，所以二极管的微变电阻可见当 I1 发生变化时， I2 会跟着发生变化，但二者变化率是不相同的。

因此 I1 变化时，Ud1 与 Ud2 电压变化率也不相同，如果Ud1、Ud2 的初值相同，当I1 变化时， Ud1 与 Ud2 将因变化率不同而产压差微变电阻反映电压与电流的微变关系，并不反映温度与电流、电 压的微变关系，所以温度引起的I1、I2 变化不满足上一等式，实际上温度引起的I1 变化不 会造成 I1、I2 变化率不同，如果I1 的变化是Ur 引起的，那么上式成立空载时压差：a1aRIRIRIU112211对于图（ 1）a1arRRUa1aRIU111i 11图（ 2）计算麻烦一些，但结果类似，压差比图（1）的要小一半多 可见 a值越大压差越大a值也不是越大越好，当a 值大于 2 以后，压差增加不明显， 而 a 值增大，意味关I2 要减小很多（二者存在指数关系），对比较器的输入阻抗要求很高 通过调整 Re 可改变 a实际电路是有负载的，产生的压差要小一些3、温度补偿的计算： 对于 TL431 ，设 Ube1+Ube2 的温度系数为 -2*2=4mV/K ，下文计算表明，由于电流变化 造成 V1、V2 的 be 结分别多产生0.0863mV/K 的正温度系数补偿，Ube1+Ube2 的实际温度系 数 为 (2-0.0863)*2=3.83mV/K， 那 么 需3.83/0.0863=44.4个UT进 行 温 补 偿 ， 因 此Ud=44.4*26mV=1.154V，此时若有Ube1+Ube2=1.34V，则基准电压为1.34+1.154=2.494V=Uref 。

电路中适当控制Re与 R1、R2、R3 的比例关系可使得Ud 上电压 为 44.4*UT 1）be 结压降与温度的关系： 当温度变化时，电路中通过负反馈保持I1 与 I2 的比值不变，但I1 与 I2 的绝对数值却 改变了，造成PN 结电压发生变化，另一方面即使电流不变，温度的变化也将直接造成结电 压变化：2ebe200Te2eT200T202 0Tbe200Tbebe be sTbeIaRTCUI/aURIRaU2VIUIIUTCUIIIIUTCIIUTTUUIIlnUU所以因的射极电流压与指温度未变化时的热电与相同或是正比关系那么与如果取偏微分得由用该算式运算不太方便，可适当变换：2.1TDTCU1 .1T RaDIaDTaUIRbee2T2e式代入得式选取适当的a完成温度补偿：75.1a0R4R3a/)1D/C(R20T)R/aD)(R4R3(T)DC(22 .11 .10I)R4R3(UUUI )R4R3(UUUR)II (RIUUU31ee312313be1ber231bee1ber321113be1ber，算得即代入得与式式消时，正负温度漂相互抵得从上式看到当a 确定后，精确调整R1、 R3 可使上式成立。

4、基准极电压变换为电压差信号： 内部参考电压是Uref=2.5V ，当 Ur 偏离 Uref 时，将在V1、 V2 的集电极产生不平衡电 压设输入偏离量为Ui，输出量为 ΔU=Uo2-Uo1 电路中 V1、V2 的 be 结等效为电阻r1、r2，I1、I2 是微变电流，为了书写方便，微变 电流不再使用 Δ符号： 上文已得到：集电极压差）与（（变化比率不同），2V1Va1aRIU)a1 (RRIIRIUr152IUr11i21 12e 20T 2 10T 1又有：138.7R)a1)(rRR(RRKKR)a1(UI)rR(IR)II (U1131231i 1111321i，式中代入压差算式得i1i1o2oi3ii 11 111oiiUPU269.0UUUUPU0244.0UKR)a1 (rrIUU245.0UKaUR1 不能太小，否则K 值过大， ΔU 变小 如图利用叠加定理求Uo2 端的输出内阻，Ui 接地， I2 是受控电流源，不能去掉：k1 .8I068.1UIIURI0682.0)a1 (RRIII5624.0rRRRIIk635.8U RR//)rR(UIo2obo 21 12o 1313 o123113，经以上计算得到输出信号为Uo2-Uo1 ≈Uo2，输出信号为输入信号幅度的25%，Uo2 的 输出内阻为8.1k，幅度减少的原因是V2 三极管不起电压放大作用，而信号经几个电阻后变小了，不过电路的频率特性良好。

三、电流放大过程：V3 的放大倍数： V3 的静态工作电流是0.26mA ，从数据表中查得基极电流（Iref）为 2uA，因此 V3 的放大倍数约为0.26mA/2uA=130 倍 放大器的夸导：如上图TL431 输入阻抗高，输出则以恒流源方式输了，所以有必要计 算跨导当Uo 不变， Ui 变化将引起Io 变化，跨导g=|ΔI o/ΔUi| 该值表示输入电压对输出电流的控制能力g 与数据表中的动态电阻有关，动态电阻r=|ΔUo/ΔI o|数据表中给出 参考极与阴极连接时的动态电阻为0.2 欧，远小于ro（约为 200 欧）因此流经ro 的电流可忽略，此时Uo=Ui ，所以 g=ΔI o/Δuo=1/r=5A/V g 值的大小与电路内部V9、V10 三极管 的放大能力有关误差信号Ui 经 V3 射极跟随器（无电压增益），再经 R3、R1、R2、V1 、V2 等基准生成相关电路衰减为0.283Ui ，再送入 V4 进行放大（以电流源方式输出），V4 与 V6 接成共基——共射电路，使得V4 集电极静态电压稳定在1.2v 左右，可大大减小V4 的 集电极电流受阴极电压改变的影响，这样的设计是必要的，因为 V4 存在 bc 结等效电阻 （阻 值很大），由它产生的附加电流经前级内阻分流后仍有10—20%进入 V4 的基极，再经几十 倍的放大后产生很大的电流偏差，所以V4、V6 的组合使用显得非常必要，另外V5 的集电 极电压也稳定在1.4v 左右，这样V4 、V5 的工作状态基本对称，有助于精确比较前级送来 的误差电压；接下来信号送入V7 、V8 构成的电流镜（无电流增益），最后经 V9、V10 复合 管进行电流放大。

因此电流放大实际上只有V4 和 V9、V10 复合管这两级，V4 电流放大30 倍以上， 复合管电流放大10000 倍以上 V8 的 cb 电阻对电路也有影响，但受到 V7 分流后， 实际进入8 基极的电流变小几十倍，所以没有必要象V4 那么使用共基——共射电路Ui 经基准生成电路衰减后，从 R2 输出已变为0.28Ui 信号源， 输出内阻为8.1k kΩ，V4 将此电压转换为电流，转换后的电流为I= β*0.27Ui/(8.1k+β*26mv/0.04mA) ，若 β=50 则 I=0.00034Ui ，再经 V9、V10放大 15000 倍，得输出电流Io=5Ui ，即 g 约为 5A/VV4 的工 作电流小，输入阻抗较高，而前级输出阻抗较低（约8.1kΩ） ，所以V4 放大倍数对电流增 益影响不明显，对g 的影响就不大，g 的大小主要由V9、V10 决定 V3 直接影响输入阻抗，V4 间接影响输入阻抗，因为如果V4 输入阻抗低， 那么前级的静态工作点（由 R1、R2、R3、Re等决定）必须设计得大一些，就会造V3 的输入阻抗降低综上，V1、 V2、V3用于 产生电压基准同时生成误差电压，V3、V4有提高输入阻抗的作用。