LC调频振荡器(20170830103330).pdf

1 程序设计课程设计报告课 题： LC调频振荡器学 号： 2008011674姓 名 ： 许 之 超二 〇 一 〇 年 六 月2 目录第 1 章 方案分析及其设计原理 …………………………… 3 1.1 调频电路的实现方法 ………………………………… .. ………… 31.1.1 直接调频法 ……………………………………………… . ………………… 31.1.2. 间接调频法 …………………………………………… . ……… . ………… 31.2 电路原理 ……………………………………… .. ………………… .41.2.1 LC 正弦波振荡器 ………………………………………… . …… 5 1.2.2 变容二极管调频电路 ……………………… ... ……… . ……… .6 1.2.3 调制信号幅度的确定 ……………………… . ………………… .8 第 2 章 参数的确定及元件选择 …………… . …………… .9 2.1 LC 调频振荡器的选择及电路的确定 ……………………………… 9 2.1.1 调频振荡器的选择 ……………………… . … . ……… . ……… ..92.1.2 电路的确定 …………………………………… . ………………… 92.2 参数的确定 ……………………………………… .. …… .. ……… 9 2.2.1 LC 正弦波振荡器的选择 ………………… . … .. ……………… .92.2.2 变容二极管调频电路的选择 ………………… . …………… ..102.2.3 调制信号的幅度及调制灵敏度的计算 ……… . …………… ..11第 3 章 电路调试与检测 ……………………… . … . …… ..123． 1．主振频率的测试 ………………………………………………… 12 3.1.1 仿真测试 ………………………………………………………… 123.2 ． LC调频振荡器电路的测量 ……………………………………… 14 3.3 ．频率稳定度的测量 ……………………………………………… 16 第四章 课程设计的心得和体会 ………………………… .17 3 第 1 章 方案分析及其设计原理1.1 调频电路的实现方法1.1.1 直接调频法用调制信号直接控制振荡器的振荡频率的方法称为直接调频法。

如果受控振荡器是产生正弦波的 LC 振荡器，则振荡频率主要取决于谐振回路的电感和电容 将受到调制信号控制的可变电抗与谐振回路连接， 就可以使振荡频率按调制信号的规律变化，实现直接调频可变电抗器件的种类很多，其中应用最广的是变容二极管作为电压控制的可变电容元件， 它有工作频率高、 损耗小和使用方便等优点 具有铁氧体磁芯的电感线圈， 可以作为电流控制的可变电感元件 此外， 由场效应管或其它有源器件组成的电抗管电路，可以等效为可控电容或可控电感在直接调频法中振荡器和调制器合二为一 这种方法的优点是在实现线性调频的要求下，可以获得相对较大的频偏它的主要缺点是会导致 FM波的中心频率偏移， 频率稳定度差， 在许多场合对载频采取自动频率微调电路来克服载频的偏移或者对晶体振荡器进行直接调频1.1.2. 间接调频法先将调制信号进行积分处理， 然后用它控制载波的瞬时相位变化， 从而实现间接控制载波的瞬时频率变化的方法，称为间接调频法根据前述调频与调相波之间的关系可知， 调频波可看成将调制信号积分后的调相波这样， 调相输出的信号相对积分后的调制信号而言是调相波， 但对原调制信号而言则为调频波 这种实现调相的电路独立于高频载波振荡器以外， 所以这种调频波突出的优点是载波中心频率的稳定性可以做得较高， 但可能得到的最大频偏较小。

间接调频实现的原理框图如下图所示4 图 1-1 借助于调相器得到调频波无论是直接调频，还是间接调频，其主要技术要求是：频偏尽量大，并且与调制信号保持良好的线性关系； 中心频率的稳定性尽量高； 寄生调幅尽量小；调制灵敏度尽量高其中频偏增大与调制线性度之间是矛盾的 由上面分析知：直接调频可获得较大线性频偏，但载频稳定度较差；间接调频方式载频稳定度较高，但获得的线性频偏较小在这里我们采用直接调频法1.2 电路原理LC 调频振荡器的工作流程如下： LC 调频振荡器一般由 LC正弦波振荡器与变容二极管调频电路两大部分组成其中， LC 正弦波振荡器用于产生一定频率的幅度和信号， 无须外加输入信号的控制， 就能自动将电能转换为所需要的交流能量输出；变容二极管调频电路用于实现对 LC正弦波振荡器频率的调制，即调频 LC调频振荡器由 LC调频振荡器、变容二极管调频电路两个部分组成，如图1-2 所示图 1-2 直流稳压电源的方框图LC 正弦波 变容二极管调频电路振荡器调制信号耦合电容5 1.2.1 LC 正弦波振荡器LC正弦波振荡器的作用是产生高频正弦波 由此画出 LC正弦波振荡器原理图如图 (1-3) 所示。

图中晶体管 T 组成电容三点式振荡器的改进型电路即克拉泼电路， 它被结为共基组态， BC 为基极耦合电容， 其静态工作点又 1BR , 2BR , ER 及 CR决定，即(1-1) (1-2)(1-3) (1-4)小功率振荡器的静态工作电流 CQI 一般为 1 到 4 毫安， CQI 偏大，振荡幅度增加，但波形失真加重 , 频率稳定性变差 L1、 C1与 C2、 C3组成并联谐振回路，其中C3两端的电压构成振荡器的反馈电压 BEV , 以满足相位平衡条件 n2 比值C2/C3=F决定反馈电压的大小，当 VOA F=1时，振荡器满足相位平衡条件，电路起振条件为 VOA F>1为减少晶体管的极间电容对回路振荡频率的影响， C2、 C3的取值要大若选 C1《 C2， C1《 C3,则回路振荡频率 of 主要由 C1决定，即(1-5) 若取 C1为几十皮法，则 C2、 C3可取几百到几千皮法反馈系数 F 一般取 1/8到 1/2 CCBB VRRV2B12BQ RECQEQBQEQ RIVVVCCEQCCCQ RVVIERβ/BQ CQII11o π21CLf6 图 1-3 LC 正弦波振荡器原理图1.2.2 变容二极管调频电路变容二极管调频电路由变容二极管 CD 及耦合电容 CC 组成 ,R1 与 R2为变容二极管提供静态时的反向直流偏置电压 QV 即 QV =[R2/(R1+R2)] CCV 。

电阻 R3称为隔离电阻，常取 R3》 R2,R3》 R1，以减小调制信号 ?v 对 QV 的影响 C5与高频扼流圈 L2 给 ?v 提供通路， C6起高频滤波作用变容二极管 CD 通过耦合电容 CC 部分接入振荡回路， 有利于主振频率 of 的稳定性，减小调制失真图 (1-4) 所示的为变容二极管部分接入振荡回路的等效电路，接入系数 p 及回路总电容 C 分别为：(1-6) jcjc1 CCCCCC (1-7) 式中， jC 为变容二极管的结电容，它与外加电压的关系为 ：RB1RB2RCREVccCBC4C1C2C3L1TjccCCCp7 rDjjVvCC10 (1-8) 式中， 0jC 为变容二极管加零偏压时的结电容； DV 为变容管 PN 结内建电差（硅管 DV =0.7V， 锗管 DV =0.3V） ； γ 变容二极管的电容变化指数，与频偏的大小有关（小频偏：选 γ =1 的变容二极管可近似实现线性调频，大频偏：必须选 γ=2 的超突变结变容二极管，才能实现较好的线性调频） ； ν 为变容管两端所加的反向电压， ν = QV + ?v = QV + tV m cos 。

变容二极管的 Cj- v 特性曲线如图 （ 1-5 ）示其中，已知条件中 2CC1D的性能参数如表（ 1-1 ）所示设电路工作性调制状态，在静态工作点 Q处，曲线的斜率为VCk ΔΔC (1-9) 图 1-4 变容二极管部分接入的等效电路图 图 1-5 变容二极管的 Cj- v 特性曲线C c C j C 1 L 1 8 1.2.3 调制信号幅度的确定调制灵敏度是指单位电压所引起的最大频偏，用 FMS 表示，单位为VkH /Z , 即FMS / mV (1-10) mV 为调制信号的幅度； mf 为变容管的结电容变化 jC 时引起的最大频偏∵回路总电容的变化量为(1-11) 在频偏较小时 , mf 与 C 的关系可采用下面近似公式，即(1-12) ∴ p ↑ - △ f ↑ ， jC ↑ - △ f ↑调制灵敏度 FMS =mΩQo2 VCCf (1-13) 式中， C 为回路总电容的变化量； QC 为静态时谐振回路的总电容，即(1-14) ∴ C1↓ - FMS ↑ - △ f ↑调制灵敏度 FMS 可以由变容二极管 Cj- v 特性曲线 QV 上处的斜率 kc及式(1-13) 计算。

FMS 越大，说明调制信号的控制作用越强，产生的频偏越大mfj2 CpCQom21CCffQCQC1Q CCCCCC9 第 2 章 参数的确定及元件选择2.1 LC 调频振荡器的选择及电路的确定2.1.1 调频振荡器的选择根据设计要求及技术指标， 因为频率稳定度要求不是很高， 故选用由晶体管形成的电容三点式的改进型电路克拉泼电路2.1.2 电路的确定由实验原理和设计要求确定电路如 图 2-1 所示，图 2-1 设计原理图2.2 参数的确定2.2.1 LC 正弦波振荡器的选择1 ）由电路形式设置静态工作点取振荡器的静态工作点 CQI =2mA, CEQV 4V，测得三极管的 β ≈ 67由式（ 1-3 ） ，可得：因为 ，则 CCEQCCCQ RVVIERkmAVVVVR CEQCCC 5.22 49IRCQERB2 VQ RB1 C1 ＋VL1 C2 C3 BCB RE TRC Cc C4 L2 C5 C6 ＋DC R3 R2 R1 vLC 振荡器 调频电路* * 10 为提高电路的稳定性， ER 的值可适当增大，取 ER =0.51k Ω ，则 CR =2 kΩ 由式（ 1-2 ）得=1.02V 取 2BR 的电流 2BI =10 BQI =10 CQI / β =（ 10× 2） /67=0.29mA 则 2BR = BQV / 2BI =2BEQBEIVV =(0.7V+1V)/0.29mA =5.86k Ω 取 6.2 k Ω由式（ 1-1 ）得即 1/2B1 BQCCB VVRR =31.8 k Ω则 B1R 可用 27 k Ω 电阻与 47 k Ω 电位器串联得到，以便调整静态工作点。

2） 计算主振回路元器件值由式 （ 1-5 ） 得 若取 C1=100pF， 则 L1=6.2μ H （可适当调整 L1 的圈数或 C1的值）电容 C2、 C3的反馈系数 F 及电路条件 C1《 C2， C1《 C3所决定， 若取 C2=620PF,由反馈系数 F=C2/C3= 1/8 ～ 1/2, 则取 C3=3300pF， 取耦合电容 Cb=0.01μ F. 2.2.2 变容二极管调频电路的选择1）设置变容管的静态工作点已知条件给定的变容二极管的型号为 2CC1D，由表（ 1-1 ）知，取变容二极管反向偏压 QV =4V，由此知变容管的静态电容 QC =60pF2）调频电路元器件值的确定根据 QV =[R2/(R1+R2)] CCV 和已知 QV =4V， CCV =9V，取 R2=39kΩ ,则 R1=48.75kΩ （ R1可用 43kΩ 电阻与 47kΩ 电位器串联，用以调整静态偏压 QV ）隔离电阻 R3应远大于 R1， R2，取 R3= 348kΩ 由式（ 1-2 ）kmARIVVV ECQBEBQEQ 51.02CC2B12R VVRR BQBB。