PWM整流电路和逆变.pdf

1 1 PWM 整流电路 系统模型及工作原理分析 系统模型是分析和设计三相 VSR的基础 ， 从不同的角度出发可以建立不同形式的系统模型 ， 对应的控制方法也往往不同 VSR 的拓扑结构常见有 ： 单相 VSR、三相 VSR、三电平 VSR 和基于软开关调制的 VSR单相 VSR 的结构比较简单，故以单相 VSR为例说明电压型 PWM整流器的工作原理本章主要研究三相 VSR 的系统模型和工作原理 1.1 单相电压型 PWM 整流器工作原理 图 1.1给出了 PWM 整流电路的相量图，其中 NU. 表示电网电压， sU. 表示 PWM整流电路输入的交流电压， LU. 为连接电抗器 sL 的电压图中滞后的相角为  ，.sI 与 .sU 的相位完全相同，电路工作在整流状态，且功率因数为 1这就是 PWM整流电路的基本工作原理 [11] .NU.SU.LU.SI ABU.图 1.1 单相 PWM 整流电路的向量图 图 1.1中的单相 VSR主电路由交流回路、功率开关管桥路以及直流回路组成；忽略电感和功率开关管桥路的等效损耗电阻其中交流回路包括交流电压 e以及网侧电感 reL 等；直流回路包括直流电容 C、负载电阻 RL和负载电压 Le 等。

T31 D 3T 1T 2DD 2CVLRr eLLeeT 4D 42 图 1.1 单相 VSR 主电路 稳态工作时，单相 VSR输出直流电压不变，功率开关管按 PWM 方式开通和关断，单相 VSR交流侧输出电压与单相逆变器相同由于电感的滤波作用，忽略VSR交流侧输出电压的谐波，单相 VSR可以看作是可控的正弦单相电压源它与电网的正弦电压共同作用于输入电感 reL 上，产生正弦输入电流稳态条件下，单相 VSR 交流侧矢量关系如图 1.3 所示为简化分析，对于单相 VSR 模型电路，只考虑基波分量而忽略 PWM谐波分量，并且不计交流侧电阻这样从图 1.3中可以分析 ： 当以电网电压矢量为参考时，通过控制单相 VSR交流侧输出电压矢量 V即可实现单相 VSR的四 象限运行若假设 I 不变， L reV=ωLI固定不变，在这种情况下，单相 VSR交流电压矢量 V 端点运动轨迹构成了一个以 LV 为半径的圆 DBA C0 0LVE DBA C0 0LVVEI I（ a） （ b） DDIBA C00 LVVEBA C00LVVEI（ c） （ d） 图 1.3 单相 VSR 交流侧稳态矢量关系 其中， E 为 交流电网电压矢量 ， I 为 交流侧电流矢量 ， VL为 交流侧电感电压矢量 ， V为 VSR交流侧电压矢量。

进一步分析，可得单相 VSR四象限运行规律如下 ： （ 1）电压矢量 V 端点在圆轨迹弧 AB 运动时，单相 VSR 运行于整流状态此时，单相 VSR需从电网吸收有功及感性无功功率，电能将通过单相 VSR 由电网传输至直流负载值得注意的是，当单相 VSR 运行在 A 点运行时，电流矢量 I与电动势 E滞后 ο90 ，此时 PWM整流器网侧呈现纯电感特性，单相 VSR 则不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收感性无功功率，如图 1.3（ a）所示而在 B3 点时，电流矢量 I 与电动势矢量 E 平行且同向，此时 PWM整流器网侧呈现正电阻特性，实现单位功率因数整流控制，如图 1.3（ b）所示 （ 1）当电压矢量 V端点在圆轨迹弧 BC 运动时，单相 VSR运行于整流状态此时，单相 VSR需从电网吸收有功及容性无功功率，电能将通过单相 VSR 由电网传输至直流负载当单相 VSR 运行至 C 点时，电流矢量 I 与电动势 E 超前 ο90 ，此时 PWM整流器网侧呈现纯电容特性，单相 VSR 将不从电网吸收有功功率，而只从电网吸收容性无功功率，如图 1.3（ c）所示 （ 3）当电压矢量 V 端点在圆轨迹弧 CD 运动时，单相 VSR 运行于有源逆变状态。

此时单相 VSR向电网传输有功及感性无功功率，电能将从单相 VSR 直流侧传输至电网当单相 VSR运行至 D点时，电流矢量 I 与电动势矢量 E 平行且反向，此时 PWM整流器网侧呈现负阻特性，便可实现单位功率因数有源逆变控制，如图1.3（ d）所示 （ 4）当电压矢量 V 端点在圆轨迹弧 DA 运动时，单相 VSR 运行于有源逆变状态此时，单相 VSR 向电网传输有功及容性无功功率，电能将从单相 VSR 直流侧传输至电网 显然，要实现单相 VSR四象限运行，关键在于交流网侧电流控制对于单位功率因数的单相 VSR，必须控制交流网侧电流，使单相 VSR 运行在图 1.3 中的 B点和 D点 1.1 三相 VSR 系统模型 三相 VSR主电路结构如 图 1.4所示， T1~T6为 整流器功率开关管， D1~D6为 续流二极管，在功率管不导通时，电流可以在二极管中续流 4 T 1T 3T 5T 6 T 2T 4D1D 3 D 5D 4 D 6D 2d cCd cUabcdRdENd cid ciaebecer eLr eRaibici+-0图 1.4 三相 VSR 主电路结构 三相 VSR的整流桥开关信号 Sk做如下的定义： k10 S  上 桥 臂 导 通 ， 下 桥 臂 关 断上 桥 臂 关 断 ， 下 桥 臂 导 通（ k=a， b， c） 为了分析的方便，做如下的假设： （ 1）电网输入为理想电源即三相电压平衡（ ea、 eb、 ec波形为 幅值相等、相位相差 ο120 的 理想 正弦波）。

（ 1）网侧滤波电感 reL 是线性的，不考虑饱和，而且各相电感大小和 电阻阻值相等 （ 3）功率管为理想开关，没有过渡过程和功率损耗，其通断状态可以由开关函数描述，而且不考虑死区对系统的影响 （ 4）开关频率远大于电网频率，且忽略由开关引起的谐波 1.1.1 基于三相静止坐标系的系统模型 采用基尔霍夫电压定律建立三相 VSR a相回路方程为  a re a a a N N odiL R i e U Udt     （ 1.1） 当 1T 导通而 4T 关断时， aS =1，且 aN dcUU ；当 1T 关断而 4T 导通时，开关函数 aS =0，且 aN 0U  ，则 aN dc aU U S ，由式 （ 1.1） 可改写成 ：  are re a a d c a N odiL R i e U S Udt     （ 1.2） 同理，可得 b、 c 相方程如下 ： 5  bre re b b d c b N odiL R i e U S Udt     （ 1.3）  cre re c c d c c N odiL R i e U S Udt     （ 1.4） 考虑为三相无中线系统中，三相电流之和为零 0a b ci i i   （ 1.5） 在大多数情况下，三相电网基本平衡，存在 0a b ce e e   （ 1.6） 联立式 （ 1.1） ~（ 1.6） 得 ： ,,3dcNo kk a b cUUS （ 1.7） 又，直流侧电流 dci 与进线电流存在如下关系 ： dc a a b b c ci i S i S i S   （ 1.8） 对直流侧电容正节点处应用基尔霍夫电流定律，得 ： dc d c d a a b b c c ddUC i i i S i S i S idt       （ 1.9） 综合式 （ 1.1） ~（ 1.4） 、 （ 1.7） 和 （ 1.9） 得出三相 VSR 在三相静止 （ a，b， c） 坐标系下的一般数学模型 ：    333a a care re a a a dca a cbre re b b b dca a ccre re c c c dcdca a b b c c dSSSdiL R i e S UdtSSSdiL R i e S UdtSSSdiL R i e S UdtdUC i S i S i S idt                       （ 1.10） 这种一般数学模型具有物理意义清晰、直观等特点。

但在这种数学模型中，三相 VSR交流侧均为时变交流量，因而不利于控制系统设计 6 1.1.1 基于两相旋转坐标系系统模型 在三相静止坐标系下， ae 、 be 、 ce 以及 ai 、 bi 、 ci 存在耦合通过坐标变换可以简化系统模型，将三相静止坐标系 abc变换到两相 同步 旋转 d-q坐标系 其中d轴与三相电压合成矢量方向重合且以角速度  逆时针同步， q轴超前 d轴 ο90 变换分“等量”坐标变换和“等功率” 坐标 变换，本文所设计的变换均采用“等 量 ”坐标变换所谓“等量”坐标变换，是指在某一坐标系中的通用矢量与变换后的另一坐标系中的通用矢量相等的 坐标变换 坐标系之间的关系如 图 1.5所示，图中 E 为三相输入电压的合成矢量 BCA0q deqe Edbe ceae图 1.5 坐标系 abc 和 d-q坐标系之间的关系 遵循等量变换的原则，上述变换关系可以用下面的变换矩阵描述： 212121)120s i n ()120s i n (s i n)120(c)120c o s (c o s3223  osC rs （ 1.11） 由此，可以得到在旋转两相坐标系中的电压、电流以及开关函数如下： 7 cbarsqdeeeCeee230（ 1.11） 320daq s r bciii C iii               （ 1.13） 320daq s r bcSSS C SSS               （ 1.14） 根据式 （ 1.11） 和式 （ 1.13） ，可得到三相 VSR在旋转两相 d-q坐标系下的系统模型为： 32 ( )232 ( )2dre d re d re q d dcqre q re q re d q dcdc dc dd d q qddc dc dd d q qddiL e R i L i S UdtdiL e R i L i S UdtdU U EC S i S idt RdU U EC S i S idt R              （ 1.15） 1.3 三相 VSR 电流控制技术 为了使网侧电流波形能够很好地跟踪电压波形，网侧电流的控制显得十分重要。

三相 VSR 电流控制的 两 个控制目标： 稳定直流侧电压； 实现网侧在受控功率因数 （ 如 cos 1 ） 工作为了实现第一个目标，控制系统中需控制直流侧电压，一般都采用电压闭环控制；对于第二个目标，则需通过控制网侧输入电。