BUCK电路手册笔记.docx
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1.1BUCK 电路的简介串接晶体管的高功耗耗和笨重的工频变压器使得线性调整器 在现代电于应用中失去了重要地位而且高功耗的串接元件需要 的大散热片和大体积储能电容增大了线性调整器的体积随着电子技术的发展，电路的集成化使得电路系统的体积更 小一般的线性调整器输出负载的功率密度仅为 0.2~0.3W/in3， 不能满足电路系统小型化的要求而且线性电源不能提供数字存 储系统所需要的足够长的保持时间取代线性调整器的开关型调整器早在20世纪60年代就开始 应用一般的，这些新的开关电源使用开关晶体管将输入直流电 压斩波成方波方波由占空比调节，并通过输出滤波，得到直流 稳压电源滤波器一般由电感和输出滤波电容组成通过调节占空比， 可以控制经过电容滤波输出电压的平均值而输出电压的平均值 等于方波的有效值其基本拓扑如图 1.1.采用的是恒频的工作方 式，这种模式下的工作方式，功率开关管的通断频率f不变，即 周期T不变，通过调节占空比(T /T)来调节输出电压ON注:Ton/T 一般称为占空比，即一个周期内的导通时间t占 ON ON 周期T的百分比在某些书中也可以米用T /(T + T )来表示ON ON OFFT为功率开关管的关断时间，T二T + T 。
OFF ON OFF1.2 BUCK 电路的基本工作方式1.2.1 BUCK电路的基本框图，如图1.1图 1.11.2.2 BUCK电路的基本工作方式如图1.1, MOS管Q和直流输入电压Vdc串联，通过Q的硬 开通和硬关断，在VD处形成方波电压采用恒频控制方式，占 空比可调,Q导通时间为Ton① Q导通时，VD点电压也应为直流输入电压vdc设Q导通， 压降为0），电流流经串接电感L，流出输出端等效模型如图1.2图 1.2② Q关断时，电感L产生反电动势，使得VD点电压，迅速下降到0,便变为负值直至二极管D （因其续流作用而被称为“续流二极管”）被导通，并钳位于-0.8V等效模型如图1.3图 1.3③ 如此重复①②的工作 1.2.3 BUCK 电路的波形分析，如图 1.3图1.4 （d）为MOSFET的PWM 驱动波形PWM,占空比 可调当Q导通时，VD点电压也应为直流输入电压Vdc （设Q 导通,压降为 0）,当 Q 关断时,电感 L 产生反电动势,使得 VD点电压，迅速下降到0,便变为负值直至二极管D被导通， 并钳位于-0.8V此时假设二极管的导通压降为0V,则VD的波 形如图（b）所示。
当Q导通时，VD点电压直流输入电压Vdc，由于VO电压 低于Vdc，电感L承受的电压为（Vdc-VO），因为Vdc,VO电压 均为恒定值，所以电感两端的电压保持恒定，因此流经电感的电 流线性上升其斜率为AI/At二(Vdc-Vo)/L丄为电感量，此时电感内 部的电流变化如图1.4 (e)所示的上升斜坡，而MOSFET内部 的电流如图1.4 (c)所示当Q关断时，VD点电压，迅速下降到0V (假设二极管的导 通压降为0V)，而电感的电流不能突变，电感产生反电动势以 维持原来建立的电流，若未接续流二极管D,则VD点电压会变 得很负以保持电感上的电流方向不变，但是此时续流二极管导 通，使得电感前端的电压比地电位低于一个二极管的导通压降此时电感上的极性反相，使得流经续流二极管 D 和电感 L 的电流线性下降，直到 MOSFET 关断结束时，回到电流初始值 Ia因为VD点电压被钳位于IV (二极管的导通压降近似为IV), VO电压均为恒定值不变，所以电感L承受的电压为(VO+1) V, 续 流 二 极 管 D 和 电 感 L 的 电 流 下 降 斜 率 为 AI/At = (Vo +1)/L (Vo +1)/L，续流二极管的电流变化如图1.4 (d), 电感的电流如图 1.4(e)。
根据基尔霍夫电流电流定律 KCL 可知:电感的电流等于 MOSFET的电流，续流二极管D的电流之和，即Il=Iq+Id根据 图1.4 (c)、(d)、(e/便可以看出注：电感的电流不能突变 以直流电压为例：开关闭合的瞬间，电感电流的变化趋势 是增加，此时电流变化率最大(从无到有)，电感自感电势最强， 并且阻碍电流增加，所以电流就无法突然增加，即电流不会突变； 随着通电时间的增加，通过电感的电流转化成磁能存储起来，储 能饱和后，自感电势下降为零，电流达到最大值：Im=U/Lr, Lr： 线圈直流电阻但是通常我们认为的“电感的电流不能突变”是 指通过线圈的电流N N N rvTT-图1.4BUCK 电路的三种工作模式:连续工作模式，临界工作模式和不连续工作模式BUCK电路的工作模式取决于BUCK电路中电感的工作模式，体现为电感IL电流的变化如图（a）、（b）、（c）1 — F \ \ ! ] : f - I | j [ ] — [ 1 (■ t 「 『 仙\ZWWW內诃WVWWWVWW护佝导WV]』■ ■ —-■■ ■ —.... .J-.. — - —- -------L-. -一--丄." |n I I I I I I I I图（a）连续工作模式图（b）临界工作模式图（c）不连续工作模式图（a）电感IL电流从上一个周期的关断状态进入下一个周 期的导通时，电感电流并未下降为0V，为连续工作模式；图（b）电感IL电流从上一个周期的关断状态进入下一个周 期的导通时，电感电流恰好下降为0V，为临界工作模式；图（c）电感IL电流从上一个周期的关断状态进入下一个周期的导通之前，电感电流已经下降为0V,为不连续工作模式。
1.3BUCK电路的测试与实物设计：1.3.1BUCK电路的仿真测试（使用软件PSIM）BUCK电路（连续工作模式）的仿真测试图1.5注：MOSFET和续流二极管都视为理想状态，MOSFET和续流二极管的正向导通压降均为0V1、BUCK电路（连续工作模式）仿真原理图如图1.5PSIM -帘風云'Desk他納盹CXpsim峯CP K9Cubci rojrl Ekrrwrli ^muLalH □产口 n・ UlltiB ・嶠詔口丹 H«lp_. £■ 3(口|匸 M 0d O w] -1 辻列飯a 斤 D| IT 11 • I? H1 ■/[ '注：①PWM波的产生方式:②波形转换图如图1.7：图1.7③波形转换原理如下：电压比较器的同相输入端（“ + ”端）为一个基准电压，反相输入端为一个周期为T的锯齿波，当同相输入端电压〉锯齿波 的电压，输出端为高电平，电压幅值取决于电压比较器的供电电 压，如图1.7的Ton；当同相输入端电压＜锯齿波的电压，输出端 为低电平如此往复便会产生方波信号，通过反馈环节不断更改 基准电压，便会产生占空比可调的方波，即PWM波注：PWM波是占空比可调的方波占空比是指高电平占 一个方波周期的比例。
2、BUCK （连续工作模式）仿真电路波形如图1.6 （la不为0）■ Simview - [C:\User5谊需区云tAppDat蓟Local\TeoiplBUOC5im|■ file Eiit Screen Measure 期別肚 Vi州 Opsjcrri 占bd SeUi耶 曲ndo* Help总昏自 i；鹽忌工y八民；:my塔旳 a图1.6BUCK电路（临界工作模式）的仿真测试1、BUCK电路（临界工作模式）原理图如图1.7Jil I単卜“門 ・„ 1*|冲|伺|回 m| £|罕|巒|聊 屈|型 申|年|~&|韩t・-t mjji峠 静・・|
② 1、MOSFET的选取；主要参数:⑴最大漏极源极电压(Drain-Source Voltage)(2) 连续漏极电流(Continuous Drain Current )(3) 导通内阻 R ( Static Drain-Source On-StateResistance )尽可能小，减少损耗1) 最大漏极源极电压由BUCK电路的直流输入电压vdc决 定的；(2) 连续漏极电流由 MOSFET 的工作峰值电流决定由图1.4可知，BUCK电路工作于连续工作模式下，其 负 载电流ION必须大于等于IQ峰峰值的一半，因此，由图1.4 (c) i可知其峰值电流等于I +丄ai ；Q ON 2而 AI = A * T ；而 T = -Vo * Tat ON ON Vdc又因为A|At =(Vdc-Vo)L ,L为电感量；综 上 ， MOSFET 的 工 作 峰 值 电 流 为T 丄1 I 丄 1*(Vdc-Vo)* Vo * ；I + AI = I + * * * T >ON 2 ON 2 L Vdc(3)导通内阻R 是取决于选取的MOSFET本身，与BUCKDS(ON )电路无关，可以通过查找芯片手册 datasheet 中的 R 。
DS(ON )2、续流二极管的选取主要参数(: 1)反向重复峰值电压 Vrrm(Repetitive peak reverse voltage)；(2) 最大整流电流(平均值) I (Maximum average Oforward rectified current )( 3)反向恢复时间 T。
