模拟电子电路 第2章 基本放大电路4.ppt

2.6 基本放大电路的派生电路在实际应用中，为了进一步改善放大电路的性能．可用多只晶体管构成复合管来取代基本电路中的一只晶体管；也可根据需要将两种基本接法组合起来，以得到多方面性能具佳的放大电路Date1第四章2.6.1 复合管及其用途(P111 )一、 复合管的构成及β的计算(1) 构成与计算a. 同类型管的复合如P112图2.6.1(a)、(b)所示，以图(a)为例，复合管的β值和rbe计算如下：［转4］ Date2第四章图2.6.1(a) 两只NPN型管构成的NPN复合管Date3第四章Icic1ic2iB1iE1 (iB2)iE(2.6.1)所以Date4第四章rbe＝rbe1＋(1+β1)rbe2≈ rbe1＋β1rbe2PNP型复合晶体管如图2.6.1(b)所示图2.6.1(b) 两只PNP型管构成的PNP复合管Date5第四章iE2iB2 (iC2)iE1 iCiB1b. 不同类型管的复合(互补型复合 管)如图2.6.1(c)、(d) 所示，以图(d)为 例，复合管的β值和rbe计算如下：［转8］Date6第四章图2.6.1 两只不同类型管构成的复合管(c)(d)Date7第四章rbe=rbe1 所以Date8第四章(2) 复合管的构成原则a. 把两只管子构成一只复合管，必须保证每一只管子的电流都能顺着各管的正常电流方向流动，否则，构成的复合管是错误的。

Date9第四章b. 向内流的复合管为NPN型复合管， 向外流的复合管为PNP型复合管； 的流向由T1的 决定，即复合管的导电极性取决于第一只管子c. 复合管的β≈β1β2d. 同类型复合管，rbe≈rbe1＋β1rbe2互补型复合管，rbe＝rbe1Date10第四章(3) 复合管的用途a. 可以提高单管的输入电阻(同类 型复合管)b. 解决大功率管的配对难的问题c. 解决大功率管β值小的问题一般大功率晶体管的β值都比较小， 在要求工作电流较大的场合(电源调整管) ，必须使 Ib较大，但Ib只有μA数量级， 这时必须采用复合管Date11第四章复合管因其等效电流放大系数很高，等效输入电阻亦很高，特别是当它制成集成器件时，使用方便而受到拥护的欢迎复合管又称为达林顿管Date12第四章二、复合管共射放大电路 将图 2.2.5(a)所示电路中的晶体管用图 2.6.1(a)所示复合管取代，便可得 到如图2.6.2(a)所示的复合管共射 放大电路图2.6.2 阻容耦合复合共射放大电路 (a) 电路Date13第四章图2.6.2 (b) 交流等效电路交流等效电路如图(b)所示，从图(b)可知Date14第四章图2.6.2 (b) 交流等效电路Date15第四章电压放大倍数输入 电阻(2.6.3)若(1+β1)rbe2>>rbe1，且β1>>1，则(2.6.2)Date16第四章分析表明，复合管共射放大电路增强了电流放大能力，从而减小了对信号源驱动电流的要求，从另一角度看，若驱动电流不变，则采用复合管后，输出电流将增大约β倍。

Date17第四章三、复合管共集放大电路图2.6.3 (a) 阻容耦合复合管共集放大电路Date18第四章图2.6.3 (b) 交流通路Date19第四章由图(c)可知图2.6.3 (c) 交流等效电路Date20第四章输 入电阻(2.6.4)(2.6.5)输出电阻Date21第四章显然，由于采用复合管，输入电阻Ri中与Rb相并联的部分大大提高，而输出电阻Ro中与Re相并联的部分大大降低，使共集放大电路Ri大、Ro小的特点得到进一步的发挥Date22第四章从式(2.6.4)可知，共集放大电路的输入电阻与负载电阻有关；从式(2.6.5)可知，共集放大电路的输出电阻与信号源内阻有关.但是必须特别指出，根据输入、输出电阻的定义，无论什么样的放大电路，Ri均与Rs无关，而Ro均与RL无关Date23第四章2.6.2 共射—共基放大电路 将共射电路与共基电路组合在一起, 既保持共射放大电路电压放大能力较强的 优点,又获得共基放大电路较好的高频特性. 图2.6.4所示为共射—共基放大电路的交流 通路图2.6.4 共射—共基放大电路的交流通路Date24第四章T1组成共射电路，T2组成共基电路 ，由于T1管以输入电阻小的共基电路为负 载，使T1管集电结电容对输入回路的影响减小，从而使共射电路高频特性得到改善 。

图2.6.4 共射—共基放大电路的交流通路Date25第四章由图2.6.4可以推导出电压放大倍数Au 的表达式设T1的电流放大系数β1，b-e间 动态电阻为rbe1，T2的电流放大系数为β2，则Date26第四章因β2>>1，即β2/(1+β2)≈1，所以(2.6.6)与单管共射放大电路的Au相同Date27第四章2.6.3 共集—共基放大电路图2.6.5所示为共集—共基放大电路 的交流通路，图2.6.5 共集—共基放大电路的交流通路Date28第四章它以T1管组成的共集电路作为输入 端，故输入电阻较大；以T2管组成的共 基电路作为输出端，故具有一定电压放 大能力；由于共集电路和共基电路均有 较高的上限截止频率，故电路有较宽的 通频带图2.6.5 共集—共基放大电路的交流通路Date29第四章根据具体需要，还可以组成其它电路，如共漏－共射放大电路，既保持高输入电阻，又具有高的电压放大倍数可见，利用两种基本接法组合，可以同时获得两种接法的优点Date30第四章2.7 FET放大电路2.7.1 场效应管放大电路的三种接法以场效应管的源极、栅极和漏极为公共端组成放大电路时也有三种接法，即共源放大电路、共漏放大电路和共栅放大电路。

以N沟道结型场效应管为例，三种接法的交流通路如图2.7.1所示Date31第四章图2.7.1 (a)共源放大电路Date32第四章图2.7.1 (b)共漏放大电路Date33第四章图2.7.1 (c)共栅放大 电路 Date34第四章由于共栅电路很少使用，本节只对共 源和共漏两种电路进行分析 2.7.2 FET放大电路静态工作点的设 置方法及其分析估算 1．直流偏置电路 FET与BJT放大电路比较 （1）相同点：都要建立合适的Q点 （2）不同点：FET是电压控制器件， BJT是流控器件因此FET电路需要有合 适的栅极电压 Date35第四章通常FET放大电路的偏置形式有两种 ，现以N沟道耗尽型JFET为例说明如下：(1)自偏压电路(P118) 图2.7.4a所示,和 BJT的射极偏置电路相似，通常在源极接 入源极电阻R，就可组成自偏压电路图2.7.4(a)结型场效应管放大电路Date36第四章考虑到耗尽型FET即使在uGS＝0时，也有漏源电流流过R，而栅极是经电阻Rg接地的，所以在静态时栅源之间将有负栅压uGS ＝－IDR图中电容C对R起旁路作用，称为源极旁路电容增强型FET只有栅源电压先达到某个开启电压Uon时才有漏极电流ID，因此这类管子不能用于图2.7.4a所示自偏压电路。

Date37第四章图2.7.4 (b) 由N沟道耗尽型管组成的自偏压电路图2.7.4(b)所示电路是自给偏压的一种特例，其UGSQ=0Date38第四章图2.7.4 (b) 由N沟道耗尽型管组成的自偏压电路图中 采用耗尽型N沟道MOS管，因此其栅—源之间电压在小于零、等于零和大于零的一定范围内均能正常工作Date39第四章求解Q点时，可先在转移特性上求得UGS=0时的iD，即IDQ；然后利用式(2.7.2)求出管压降UDSQ图2.7.4 (b) 由N沟道耗尽型管组成的自偏压电路Date40第四章2. 分压器式偏置电路P119虽然自偏压电路比较简单，但当静态工作点决定后，UGS和ID就确定了，因而R选择的范围很小分压器式自偏压电路是在图2.7.4a的基础上加接分压电阻后组成的，如图2.7.5所示Date41第四章图2.7.5 FET分压式偏置电路Date42第四章漏极电源VDD经分压电阻Rg1和Rg2分 压后，通过Rg3供给栅极电位UG＝ Rg2VDD/(Rgl+Rg2)，同时漏极电流在源极电 阻R上也产生压降Us＝IDR，因此，静态时加在FET上的栅源电压为:Date43第四章这种偏压电路的另一特点是适用 于增强型管电路。

2．静态工作点的确定对FET放大电路的静态分析可以采用图解法或用公式计算，图解的原理和BJT相似下面讨论用公式进行计算以确定Q点由式：Date44第四章分析图2.7.4a和图2.7.5有 ：[转48]Date45第四章图2.7.4 (a) FET自偏压共源放大电路uo uiDate46第四章图 2.7.5 FET分压式偏置电路uo uiDate47第四章故确定Q点时：对图2.7.4a，可联立求解式(*)和上页1式；对图2.6.5，可联立求解式(*)和上页2式 Date48第四章Rg1=2MΩ，Rg2=47kΩ， Rdd＝30kΩ， R=2kΩ，VDD=18V，FET的Vp=一1V，IDSS＝0.5mA，试确定Q点解：根据(*)式和2式有例4.4.1 电路参数如图2.75所示，Date49第四章或Date50第四章将上式中uGS的表达式代人iD的表达 式，得iD ＝0.5mA(1+0.4－2 iD )2解出iD =(0.95±0.64)mA，而 IDSS=0.5mA， iD 不应大于IDSS，所以iD ＝IDQ＝0.31mA，uGS ＝UGSQ＝0.4－2iD＝－ 0.22V,uDS＝UDSQ=VDD－ ID(Rd+R)＝ 8.1V。

Date51第四章如果管子的输出特性和电路参数已知 ，则可用图解法进行分析2.7.3 FET放大电路的小信号模型分析法当输入信号很小，FET工作性放大区(即输出特性中的恒流区)时，可用小信号模型来分析Date52第四章图2.7.6(a) MOS管的低频小信号等效模型一、FET的小信号模型以N沟道增强型MOS管为例，如图 2.7.6(a)所示iD=f(uGS,uDS)对上式求全 微分得：(2.7.7)Date53第四章令式中图2.7.6(a) MOS管的低频小信号等效模型当输入信号较小 ，电压、电流只在Q 点附近变化，用有效 值取代变化量，则式 (2.7.7)可写成：(2.7.8)(2.7.9)Date54第四章MOS管的低频小信号作用下的等效模型，如图2.7.6(b)所示输入回路栅—源之间由于PNJ反偏相当于开路；输出回路与晶体管的h参数等效模型相似，是一个电压Ugs控制的电流源和一个电阻rgs并联2.7.10)[转57]Date55第四章可以从场效应管的转移特性和输出特性曲线上求出gm和rds参阅P120~121)图2.7.6(b) MOS管的低频小信号等效模型Date56第四章二、基本共源放大电路的动态分析画出图2.7.2所示基本共源放大电路的 交流等效电路如图2.7.8所示，图中采用了 MOS管的简化模型，即认为rds＝∞。

根据电路可得：(2.7.12a)[转59]Date57第四章图 2.7.8 基本共源放大电路的交流等效电路Date58第四章Ri=∞Ro=Rd例【2.7.1】(自学)Date59第四章三、基本共漏放大电路的动态 分析 图2.7.9(a) 基本共漏放大电路基本共漏放大电路如图2.7.9(a)所示，图(b)是它的交流等效电路Date60第四章利用输入回路方程和场效应管的电流方程联立图2.7.9(b) 交流等效电路VGG=UGSQ+IDQRsDate61第四章求出漏极静态电流IDQ和栅—源静态 电压UGSQ，再根据输出回路方程求出管压降UDSQ=VDD－ IDQRsRi=∞从图(b)可得动态参数Date62第四章分析输出电阻时，将输入端短路，在 输出端加交流电压Uo，然后求出Io,则 Ro=Uo/Io，如图2.7.10所示图2.7.10 求解基本共漏放大电路的输出电阻所以Date63第。