雷达信号处理PPT电子教案第五讲 雷达信号的相参检测和处理.ppt

第五讲 雷达信号的相参检测和处理§1.引言一、使用非相参处理的缺点二、相参处理的原理和发展三、相参处理的几个问题§2. MTI一、分类二、MTI改善因子及参差MTI的频率响应(一) MTI的改善因子(二) 参差MTI的频率响应特性(三) 参差MTI的权系数设计§3．MTI处理对改善因子和信噪比的损失一、 I上限二.、MTI处理损失第五讲 雷达信号的相参检测和处理§1.引言一、非相参处理的缺点Ø仅使用幅度信息，失去了相位信息！Ø不能区分目标的运动方向信号的矢量表示方法 Ø不能通过时域积累改善信杂比，因杂波相关时间击中数时间Ø对S/N的改善有限，当N=100；S/N的改善约为10dB 即使能获得独立杂波样本，S/C改善也难达到要求如海杂波，相关时间10~20ms，当采样间隔10~20ms时，为独立样本积累1s，有 50~100个样本，S/C改善  10dB，远不满足要求因输入S/C为-20~-50dB§1.引言§1.引言二、相参处理的原理和发展Ø同时利用幅度和相位信息Ø本质上属频域处理Ø固定目标，fd=0， f =0，处于零频单根谱线；Ø杂波（地、海）， fd约等于0 ， f  0 ，处于零频或低频有一定谱宽的信号；Ø气象、箔条杂波，fd较高， f  0； Ø动目标信号， fd较高（0~ fr任意）， f  0 （可近似认为f ＝0 ）。

§1.引言相参雷达中：不同目标信号的频谱特性Ø下图表示了固定目标（杂波）和动目标频谱特性Ø相参检波处理， 可获得fd 信息§1.引言 §1.引言  §1.引言Ø动目标处理: MTI和MTDØMTIØ一次对消Ø 频率响应为梳状滤波器，Ø 凹口在fr整数倍处§1.引言Ø缺点：p凹口太窄p过滤带太缓p通带太窄所以杂波抑制差，动目标损失大Ø改进：p多次对消，或反馈型MTI§1.引言Ø发展：p水银延迟线 如CPS-5D，我国64年581雷达，清华的403MTI ，S/C改善18—20 dBp熔融石英延迟线（60年代）p移位寄存器（70年代）pRAM延迟线（80年代初）ØMTI指标25dBØ80年代以后，出现MTD,AMTI,AMTD,SMTD等§1.引言§1.引言三 相参处理中的几个问题（一）指标• 改善因子 ---- ----信号平均增益， ----杂波抑制比Ø 改善因子----IS/N NA ----噪声抑制比Ø杂波中可见度----SCVp信、杂重叠；p经处理仍能以一定PF和PD 检测动目标时的(C/S)in=SCVp工程计算 SCV=I s/c -6dB§1.引言Ø动目标处理损失 ----L动目标谱落在凹口或过渡带处时造成信号损失 理想 fd=0~fr时 ， =1，实际： 定义： §1.引言（二）双通道（I,Q）处理的优点1.可克服盲相2.可区分fd （证） 单通道 可见可见 f fd d输出均一样，不能分辨目标运动方向！输出均一样，不能分辨目标运动方向！§1.引言盲速和盲相信号的矢量表示方法（I、Q双通道表示方法）Ø双通道：§1.引言同样§1.引言 则有当为－d时因此，当为正d时，X(t)和Y(t)差90º；当为-d时， X(t)和Y(t)差270º。

因此，可区分 d 了§1.引言3.能保留相对中频L的非对称频谱特性 §1.引言实窄带带通信号的复包络表示方法实窄带带通信号的复包络表示方法复包络复包络调制信号调制信号实信号实信号下变频下变频Ø单通道:§1.引言§1.引言正交双通道相参处理该式频谱保留了中频谱中非对称形式§1.引言*该结论的意义：可利用Kalmus滤波器检测杂波中慢目标，正负频率部分绝对值相减消除杂波，保留目标 §1.引言相参检测和处理，MTI/MTD§2.MTI§2.MTI在同一距离单元上成组或滑动处理，注意这里不需要形成局部的判断0/1，直接在原数据上进行相参处理§2.MTIØ本质为一低阻，高通滤波器一分类（一）非递归形MTI滤波器（FIR)《Advanced radar techniques and systems》,Gaspare Galati,第6章，茅于海，（二）递归型§2.MTI（三）混合型§2.MTIMTI滤波器非递归型有：一次对消§2.MTI2) 二次对消当 K=2时，还有多次对消MTI滤波器 §2.MTI一次和二次对消器的比较混合型有 §2.MTI一个极点 一个零点 §2.MTIMTI频率响应的评价：Ø凹口越深越好；Ø过渡带越陡越好；Ø通带应尽量平坦和宽。

§2.MTI二 MTI改善因子及参差MTI的频率响应(一) MTI的改善因子Ø等重频情况 令采样间隔为ti，i=1,2,…,N，t1=0 即t1=T1=0,t2=…=tN=Tr， 各采样点相对t1的时延为§2.MTIMTI的加权矢量W为（FIR):MTI频率响应为： §2.MTI其中，MTI改善因子的计算公式：则MTI的增益为：R矩阵的对角线元素为1，该矩阵为Hermit矩阵平均增益为：§2.MTI即得到了信号的平均增益即得到了信号的平均增益设杂波由多种杂波组成，功率谱为：可能包含各种杂波类型改善因子为： §2.MTI和杂波的自相关函数有什么关系？其中 §2.MTI杂波自相关矩阵的第ij个元素其中，令杂波相关矩阵为C=[Cij] ，Cij代表用杂波功率归一化后的C的元素上式基于相关阵各元素与功率谱间互为傅立叶变换，且 为输入杂波功率 §2.MTI所以，有：对相关阵C,有以下关系：和W0为相关阵C的特征值和相应的特征向量。

令当=min时， 而与min相对应的W0,即为最佳加权矢量 §2.MTIØ总结 设计Wopt和求Imax的步骤为：p构造杂波协方差阵Cp特征分解得p找与min相对应的W0PTp求得§2.MTI(二) 参差MTI的频应特性 为克服等频状态下的盲速，采用重频参差技术，可将速度响应的零点推出几倍马赫之外1、等重频时N阶MTI的加权系数为Wn，n=1,2,……,N则系统冲击响应为：§2.MTIMTI的速度响应为： 其中V为目标的径向速度此|H(V)|为周期性函数，在fr整数倍相对应的速度处将为零§2.MTI例：雷达工作频率3GHz，波长为0.1m2、参差重频速度的响应设N个脉冲的相互间隔为：T1 T2,…, TN-1, 即第k个和第k-1个脉冲的间隔为Tk，则有冲击响应为： §2.MTI则系统频率响应为： 零点推出几马赫以外§2.MTI(三)参差MTI权系数设计 参差使I下降，权系数设计的目标是使参差MTI的改善因子I非参差MTI的I。

两种设计方法：1、权系数修正法 （前提：非参差MTI权值已知，参差间隔Tn已知） 令非参差MTI最佳权为 频率响应为§2.MTI参差时，设第n个脉冲发射时刻为Tn，时变加权系数为{hn}则参差MTI的频应为：令在杂波中心附近范围内，参差和非参差MTI频率响应模的平方相等，则可保证两者I相等，即：其中f0为杂波中心频率§2.MTI注意这里和前面的Tn不同 Ø当f0=0时，将上式在零点做泰勒展开： §2.MTI其中：同样，有：令：则可以得到N-1个方程则可以解得系数{hn} 进一步可以得到方程组：Øf00时，由(2)式可得：将{hn}代入上式，就可以得出杂波谱中心不在零频处的参差MTI的时变加权系数§2.MTI总结：参差MTI设计步骤如下（1）设计凹口中心在零频的非参差MTI的最佳权系数2）解式（3）求出凹口中心在零频处MTI的时变加权系数3）当凹口中心非零时（即杂波中心非零时），由式（4）可得出相应的时变加权系数[注]：权系数修正法只适用于单杂波环境，当多杂波存在时，可采用特征向量法直接设计 §2.MTI2．特征向量法： 这是已知参差码时的最佳权系数直接设计法，设计准则是对已知模型的杂波，平均改善因子最大。

设 为参差时变参差时变加权，n=0,1,2,…N-1.则频率响应为§2.MTI杂波功率谱为： 杂波相关阵为§2.MTI改善因子:所以求解权系数w,变为求解矩阵C的最小特征值所对应的特征向量当 时§2.MTI例：设计6脉冲MTI能抗地杂波和中心在-50HZ+150HZ范围内的气象杂波杂波模型： 地杂波——高斯谱，σ=4HZ， 强度=60dB. 气象杂波——高斯谱，σ=13HZ ，中心分别在-50HZ，50HZ，100HZ，150HZ，强度分别为 40dB，30dB，30dB，40dB§2.MTIØ地杂波（f=0处）有深凹口Ø气象杂波区，从-50HZ+150HZ有一个200HZ宽的凹口Ø通带内波纹很小§2.MTI下面两表为设计的三和六脉冲MTI的改善因子表1，三脉冲MTI§2.MTI表2，六脉冲MTI，fr=657HZ 可见，参差时，不进行权系数修正，I损失大 §2.MTIü参差比选择的原则：p 使MTI速度响应的第一盲速>目标最大速度p 速度响应通带内应尽量平坦（波纹小） §2.MTI§3．MTI处理对改善因子和信噪比的损失 一、I上限：Ø受A/D和系统噪声的限制令A/D的量化误差为Δ，信号在A/D输入，输出分别为SD 和SA，则：SA=SD+Δ ， Δ=2-b(b为A/D有效位数)设Δ为均匀分布的白噪声：因 理想情况：则令 Ci=1（归一化） Co=0（理想情况杂波全部被抑制）σ2为A/D量化噪声的功率 §3．MTI处理对改善因子和信噪比的损失 A/D位数（b） 9101112 （dB） 65717783 表1 b与 的关系 实际上:因 ,Co≠0.因此 ,接收机和系统其它噪声也会限制I。

§3．MTI处理对改善因子和信噪比的损失 设系统总噪声为 ，调整增益，使 ，(即系统最小方差=A/D最小量化间隔)，因此系统噪声和A/D量化误差两者对I的限制为：表2， 与b的关系 9 10 11 12 （dB） 53.9 59.6 65.9 71.6 §3．MTI处理对改善因子的限制和信噪比的损失 二. MTI处理损失Ø由有限字长造成 模型： §3．MTI处理对改善因子和信噪比的损失 MTI处理有限字长为bm， 截尾噪声为：MTI输入端口噪声为:将MTI处理增加的噪声 ，折合到MTI输入端，其噪声等效增大了 ,其中为MTI平均增益 §3．MTI处理对改善因子和信噪比的损失 所以LMTI为:§3．MTI处理对改善因子和信噪比的损失 例:A/D为12bits，MTI用12位字长运算 随着MTI字长 ， 如MTI采用浮点运算， 可忽略§3．MTI处理对改善因子和信噪比的损失 。