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改进型全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换器摘要：介绍了一种能在全负载范围内实现零电压开关的改进型全桥移相ZVS－PWMDC/DC变换器在分析其开关过程的基础上，得出了实现全负载范围内零电压开关的条件，并将其应用于一台48V/6V的DC/DC变换器     关键词：全桥DC/DC变换器；零电压开关；死区时间引言移相控制的全桥PWM变换器是在中大功率DC/DC变换电路中最常用的电路拓扑形式之一移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件，使开关管达到零电压开通和关断从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件同时保持了电路拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点移相控制的全桥PWM变换器存在一个主要缺点是，滞后臂开关管在轻载下难以实现零电压开关，使得它不适合负载范围变化大的场合[1]电路不能实现零电压开关时，将产生以下几个后果：1）由于开关损耗的存在，需要增加散热器的体积；2）开关管开通时存在很大的di/dt，将会造成大的EMI；3）由于副边二极管的反向恢复，高频变压器副边漏感上的电流瞬变作用，在二极管上产生电压过冲和振荡，所以，在实际应用中须在副边二极管上加入R－C吸收。

    针对上述问题，常见的解决方法是在变压器原边串接一个饱和电感Ls，扩大变换器的零电压开关范围[2][3]但是，采用这一方法后，电路仍不能达到全工作范围的零电压开关而且，由于饱和电感在实际应用中不可能具有理想的饱和特性，这将会导致：1）增加电路环流，从而增加变换器的导通损耗；2）加重了副边电压占空比丢失，从而增加原边电流及副边二极管电压应力；3）饱和电感以很高的频率在正负饱和值之间切换，磁芯的损耗会很大，发热严重改进型全桥移相ZVSPWMDC/DC变换器是针对上述缺点所提出的一种电路拓扑[4][5][6]它通过在电路中增加辅助支路，使开关管能在全部负载范围内达到零电压开关，它在小功率（<3kW）电路中具有明显的优越性由于在移相控制的全桥PWM变换器中，超前臂ZVS的实现相对比较简单，所以本文将不分析超前臂的开关过程，而着重分析滞后臂在增加了辅助支路以后的开关过程及其实现ZVS的条件1 改进型全桥移相ZVS-PWMDC/DC变换器1.1电路拓扑图1所示是一种改进型全桥移相ZVSPWMDC/DC变换器，与基本的全桥移相PWM变换器相比，它只在滞后臂增加了由电感Lrx及电容Crx两个元件组成的一个辅助支路。

在由Lrx及Crx组成的辅助谐振支路中，电容Crx足够大，其上电压VCrx应满足则电感Lrx上得到的是一个占空比为50％的正负半周对称的交流方波电压，其幅值为Vin/2电感上的电流峰值ILrx(max)为式中：Vin为输入直流电压；Ts为开关周期电路采用移相控制方式，它的主电路工作原理也和基本的全桥PWM变换器完全一样而辅助支路的存在，可以保证滞后臂开关管在全部负载范围内的零电压开通和关断1.2电路运行过程分析由于移相控制的全桥PWM电路在很多文献上已经有了详细的探讨，所以本文不具体地分析其工作过程，只讨论滞后臂开关管的开关过程及其达到零电压开关的条件为了便于分析，假设：——所有功率开关管及二极管均为理想器件；——所有电感及电容均为理想元件；——考虑功率开关管输出结电容的非线性，有C1=C2=C3=C4=（4/3）Coss，并记C3＋C4=C；——考虑变压器的漏感Llk；——由于电感Lrx及电容Crx足够大，可以认为电感Lrx上电流iLrx在死区td内保持不变    1）t0时刻之前在t0时刻之前，如图2所示，变压器原边二极管D1，开关管S3，变压器副边二极管D5处于导通状态，变压器原边电流ip通过二极管D1和开关管S3流通，并在输出电压nVo的作用下线性下降，电路处于环流状态，实际电流方向与电流参考方向相反。

在t0时刻，变压器原边电流ip(t0)为    式中：I1是副边输出滤波电感Lf电流最小值反射到原边的电流值，显然，I1的大小取决于负载情况此时，辅助支路电感Lrx上电流ILrx(t0)为iLrx(t0)=ILrx(max)   （4）2）t0～t1时间段    在t0时刻，开关管S3在电容C3及C4的作用下零电压关断从t0时刻开始，电路开始发生LC谐振，使C3充电，C4放电，此阶段等效电路如图3所示，其中C为C3与C4的并联，变压器原边电压及电流为vp和ip，电容C上的电压及电流为vc和ic在这时间段分别为vp=Llk    （5）ic=C    （6）vp＋vc=Vin    （7）ip－ic=ILrx(max)    （8）初始条件为ip(t0)=－I1，vc(t0)=Vin解方程式，并代入初始条件可得式中：ω=1/为谐振角频率这一谐振过程直到t1时刻，电容C4上的电压谐振到零，二极管D4自然导通，这一过程结束这一时间段长度为t1=arcsin    （13）此时ip(t1)=－(ILrx(max)＋I1)cosωt1＋ILrx(max)=I2   （14）3）t1～td时间段在t1时刻，D4导通，变压器原边电流ip在输入电压Vin作用下线性上升。

此阶段等效电路如图4所示在这时间段有vp=Vin    （15）ip=I2＋(t－t1)   （16）此过程可分为以下两种情况1）在死区td结束时，ip(td)≤I1，则在td时刻，原边电流为ip(td)=I2＋(td－t1)    （17）（2）设在t2时刻（t22I1时，ILrx(max)≥I1＋Ix    （22）式中：td为死区时间；Ix为满足在死区时间内完成S3充电，S4放电所需要的最小电流。

Ix=CVin/Ld    （23）可见，只要在I1(t)=(1/2)[Vin/Llk]ld   （24）时，电路能满足ZVS条件，那么电路在全部负载范围内都能实现ZVS根据以上分析，满足滞后臂在全部负载范围都能实现ZVS的条件为ILrx(max)≥I1(t)＋Ix   （25）则辅助支路电感Lrx为Lrx≤(VinTs)/8Llrx(max)   （26）假设在整个工作过程中电容Crx电压变化不超过5％输入电压Vin，则有Crx≥ILrx(max)Ts/(4×5%Vin)    （27）2 实验结果利用以上分析应用于一48V/6V实验电路，该电路的主要数据为：1）输入直流电压Vin=48V；2）输出直流电压Vo=6V；3）满载输出电流Io(max)=40A；4）主电路开关频率fs=50kHz；5）死区时间td=200ns；6）变压器变比n=10∶2；7）变压器漏感Llk=2.2μH；8）主开关管采用IRF530，输出结电容Coss=215pF根据以上分析，利用式（23）～式（27），辅助谐振支路的参数为Lrx=50μH，Crx=5μH图5，图6及图7是该实验电路滞后臂在开关过程中的开关管电压vDS和驱动电压vGS的实验波形。

由图可见，开关管在全部负载范围内实现了零电压开关3 结语本文所讨论的改进型全桥移相ZVSPWMDC/DC变换器不仅保持了全桥移相PWM电路拓扑结构简洁、控制方式简单的优点，而且保证了滞后臂在全负载范围内实现零电压开关同时，辅助支路是无源的，容易实现且基本上不影响变换器的可靠性。