新型的三相共差模传导发射分离网络

1、新型的三相共差模传导发射分离网络摘要-本文提出了两种新颖的三相共模（CM）/差模（DM） 噪声分离网络，它们是无源和有源网络，用于三相设备 的电磁兼容传导发射（CE）的测量。从理论上分析无源 网络，构建并测试标准模型。 通过频率响应测量以及三 相电机驱动器上执行的CE测试来呈现其评估，并验证网 络可以在CE测量条件下分离共模和差模信息分量。索引词-传导发射（CE），电磁兼容性（EMC）测量， EMC测试设置，噪声分离器。I. 介绍由于国际和地区产品法规中对电磁兼容性（EMC ）的重新定义，三相传导发射（CE）的测量是开发连接到电网的高功率电子设备的主要问题。电机驱动器和大功 率整流器等三相电力电子系统必须符合本规定。为达到EMC标准，电子设备必须包括 滤波和其他电磁发射控制方法。这些发射控制技术的发展及方式正被越来越深入的研 究，因此，如1 - 5中提出的分析和实验方式正在开发中，用以支持电气设计的 工程师们。因此，噪声模式-共模（CM）及差模（DM）-的定性和定量评估是非 常重要的，因为它们显着影响发射控制的方法（例如CM或DM过滤器）。因此，本文 介绍了一种可以集成到三相CE标准测

2、量系统中的设备，可以分别测量CM和DM的发射程 度。 该设备在下文中称为三相共/差模噪声分离网络。在3 - 13中已经提出了能够区分单相系统噪声模式的电路，其工作原理基于 两个感测电压的加和减直接得到CM/D M分量的结果。还提出了其他通过快速傅里叶变 换应用数学分析的方法14。 那样的话，如果想重要的是采样率足够高并且正确计 算相位信息，这通常会导致成本昂贵或测量精度不够。文献15提出了一种能够分别测量两种噪声模式的三相测量系统。 它采用电流 传感器的混合连接15。但是，该系统不符合CISPR 16的规格，并且它需要测试设 置的复杂组件。 在14中，提出了另一种测量技术，它适用于高功率电平，但是它 不使用线性阻抗稳定网络（LISN），并且需要对采集的数据进行数字化处理。数值 模型在16中给出，它们也允许CM和DM分离水平的估计，但只有当系统的详细模型允 许时。 在17中给出了另一种方法，该方法基于所考虑的转换器的噪声传播特性使 用数学方法处理后来计算CM / DM发射值。为了克服上述限制，本文提出了一种插入在三相LISN和EMC测试接收机之间的新 型测量硬件。该硬件可以在典型的CIS

3、PR 16指定设置规格中实时且直接测量DM和CM 发射水平18 - 20。在第二节中，对三相系统中CE测量的简短讨论以及测量电压和噪声模式之间的数 学关系进行了介绍。这为三相系统中的CM / DM分离提供了分析基础。第三节提出 了三相CM / DM分离网络的基本电路拓扑结构-基于无源元件和有源元件的分离网络。 为了简洁起见，只详细分析了无源拓扑结构。 有源电路的细节可以在21中找到。 第 四节讨论了无源电路的硬件实现，第五节给出了说明硬件原型性能的实验结果。II. 三相CE测量和噪声分量的回顾为了获得噪声测量结果，这些测量结果与不同线路条件下的测量结果遵守CE标准 且必须使用LISN。LISN必须能够实现以下三个功能：1）定义电源阻抗以使测量标准化;2）将来自测量设备的低频交流电源电压去耦;3）在被测设备（EUT）和测量测试接收机之间提供高频（HF）耦合路径。EMC标准定义了LISN的阻抗曲线，例如，在CISPR 16 20中。图1所示为三相LISN 电路的典型实现以及简化的HF等效电路（参见图1）。对于CE测量过程，要有50Q输 入阻抗的测试接收器连接到其中一个LISN通道，而其余两

4、个LISN端口则连接一个50Q 电阻，提供对称测量条件。Aftwm fmf血myHigh freumey血zip愉ig 网瓜coftpfig 阿阳j /rflfj/JSjV4|1F-二 8|1F 二250 pHdTest receiver 廿 nudUSN femmitiioHsT轴 rtwFwr inpm imd 5011飞咖加倔曲图1.典型的三相CE兼容测量设置原理图和HF等效电路。假设EUT与电源的理想去耦合以及在高频（大于150kHz ）下与测试接收机的理想 耦合，图1所示的电路可以简化为图1左侧所示的HF等效电路。其中，EUT的输入端口a, b，c直接连接到测试接收机的输入端口，并且来自EUT的所有HF噪声直接耦合到测试 接收机，而电源端口A，B，C与EUT分开。测试接收机50Q感应电阻（参见图1）处的 测量电压q（i=a，b，c）由DM和CM分量组成ui =u DM，i+u CM（1）5这两个组件是由三个DM电流引起的iDM i和CM电流icm在EUT和测试接收机之间循环。 流向测试接收器输入端口的电流i由下式给出i此外，根据定义，DM电流的总和等于零，并且流到测试接收器的

5、电流之和等于CM电流ia+i b+i c=i cm.(3)因此，CM电压uCM可以通过测量电压的总和来评估ua+ub+uc=R (ia+ib+ic)=R iCM=3uCM(4)其中R是测试接收机的输入电阻(通常为50Q)。为了计算DM分量，必须消除CM部分。这可以通过减去两个测试接收器电压来实现(5)ua-ub=uDM,a- uDM,b因为Ui = UDM,i + 根据(4)和(5)，现在可以测量CM和DM分量，如下面的部分所示。財出*叱旳X图2.三相CM / DM噪声分离器提案21。(a)无源网络解决方案。(b)有源网络的解决方案。III. 三相噪声分离网络为了实际实现上一节给出的数学公式，并适当分离两种模式的噪声，在图2中提出 了两种电路拓扑结构21。由CM电压源uCM和三个DM电压源udm a，udm B和uDM C来 , , , 描述HF噪声分量。在图2 (a)中，示出了具有Y /A连接的三个变压器的纯无源解决方案，其详细分析如下。图2 (b)给出的有源电路通过将所有三个输入电压相加并将总和除以三(4) 来建立CM电压。然后，通过使用运算放大器，可以通过从测量电压中减去CM电压

6、来 计算DM电压。为了获得良好的高频结果，需要具有很大带宽和高电源抑制比的放大 器。此外，其液体环境要求电流绝缘的电源与地/相线电容的低电容耦合，这会增加 成本。然而，有源网络的解决方案将提供明确的输入阻抗和对插入损耗的良好控制，从 而实现简单的补偿。由于有源网络解决方案提到的缺点和无源网络解决方案的简单性，我们将重点放 在了无源网络解决方案上。(a)。“和(b) DM对称元件设计(即 uDM A+uDM B+u DM c=0i+ib+ic=0 )的简化等效电路无源解决方案如下。 关于有源网络解决方案的更多细节可以在21中找到。下一步，从理论上分析理想的无源隔离器，然后研究无源器件寄生元件的影响A. 无源噪声分离器的分析图2 （a）所示的无源网络解决方案主要由三个变压器Tra，Trb和Trc组成，星形连 接干路，三角形连接支路绕组和一对一匝数比。干路侧节点通过电阻R / 3连接到地， 而支路绕组则通过电阻R值连接。CM电压通过添加来自EUT （4）的三个电流来建立。由于变压器的Y /A连接，所 有三个变压器/相的干路侧的CM电流在连接的三角形中的支路侧上流动，而不是经 由DM电阻器（参

7、见图3 （a）和图5）。因此，CM电流不会在支路侧产生压降（-连 接在零序系统中就像短路一样），必须只通过支路侧电阻流动的DM电流才会导致一个 电压降比较图3（ b） 。这种行为也可以通过对电路的数学分析来确定，这将在下面进行解释并进一步证 明噪声分离。首先，网格方程uCM +U dm,i-u DM,out,i=u CM,out（6）成立比照图2 （a） 。DM输出电压uDM 被传输到干路。由于连接在支路DM，out，i侧，输出端DM电压总和必须为零。， ， 0 ，此外，由于其定义，DM电压源udm i的总和必须为零 ，0这导致uCM =u CM,out（9）该结果由（6）（i = a，b，c）,插入（7）和（8）,并将其除以三得到。利用式（9），式（6）中的CM电压UM 可以由u代替。这导致(10)CM，outcmUDM,i=uCM,out,i因此，如果寄生参量被忽略，所提出的网络便可以将CM和DM电压完全分开，并图5.用于三相CM / DM噪声分离器的寄生元素分析的电路气砒IT在其输出端口中提供各个电压的值。图4.用于计算对地输入阻抗（PE）的电路。B. 输入阻抗计算测量设置的另一

8、个相关问题是网络输入阻抗的值，因为采用LISN的CE测量通常 指定50Q的阻值。由于网络是对称的，输入阻抗的分析仅针对输入a进行，如图4 所示。图 4 给出的电路的网格和节点方程可导出其中电阻器Ri（i=a ， b，c）必须与a相等。平衡电路:R =R =R =R（12abc（11）中公式导入（12）得出为了不修改测试设置，噪声分离器的输入电阻Rna应该与测试接收器的输入电阻 值相同（通常等于50）,即Rn,i=R= 5Q。有了这个关系，（13）可以得出RCM = -（14）因此，为了不受标准的CE测量设置影响，CM测量电阻Rem必须是测试接收器输入 电阻的三分之一。C. 寄生元素对噪声分离器性能的影响在前面的章节中，已经说明理想的噪声分离器可以完美地分离CM和DM噪声，而不 会影响测量设置。在下一步，影响（Lct）和磁化（LM）的等效电路代替了变压器。 电感，以及寄生电容（C1.C6）23 o为了简化，所述寄生参量的影响可以通过以下 特征来描述：1）DM传输比（DMTR）;2）CM传输比（CMTR）;3）DM抑制比（DMRR）;4）CM抑制比（CMRR）;5）输入阻抗（Zin）从一侧

9、输入端的接地保护（PE）。 这些在（ 15） - （ 19）中定义。D 0有了这些定义，我们就可以讨论寄生参量对于噪声分离器的传输/抑制比的影响。 首先，只考虑CM激励，如图6所示。此外，还显示了对称系统的电流分布，即所有三个变压器是相同的，并且可以看 出，支路侧上的-连接对于CM激励会有短路的作用。对于CMTR，DM电压噪声源uDM /为零，因此三个输入端口建立短路，三个支路并 联连接，alent电路可以简化为图6下部所示的电路。CM电流通过三个电路流动变压器 和下一级支路到CM输出uCM out与R / 3短路。由漏感和寄生变压器电容组成的并联谐 振电路构成了一个分压器输出电阻会在谐振频率附近引起CMTR的明显失真。一个不（:血j?的伽加图6.用于确定寄生元素Lo, LM和C1C6对CM传输和抑制的图7.用于确定寄生元素Lo, LM和C1C6对DM传输和抑制函数影响的纯CM激发电流（iDM二0）功能（CMTR / CMRR）。（图2）的影响的纯DM激励（CM二0）上述DMTR / DMRR）。对称电路，即三个变压器具有不同的寄生元件，基本不影响CMTR,因为三个变压器并 联连接于CMTR。连接中只有一个漏感增加了。因为它位于电压源uCM和输出uCM, i之间的电流路径中，并且它与变压器的寄生电容共振。在纯对称电路中，CMRR为零，即CM激励不会因连接而在输出端产生任何DM电压。 如果-连接导致的短路不理想，则会导致三个DM输出上有明显的电压值。如果假定连接中有小电感L，则由于“短路”阻抗

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