运算放大器稳定性及频率补偿

1、信息科学与技术学院Southwest Jiaotong University模拟 CMOS 集成电路设计稳定性与频率补偿学习报告姓名：学号：二零一零年十二月稳定性及频率补偿2010-12-3一、自激振荡产生原因及条件1、自激振荡产生原因及条件考虑图1所示的负反馈系统，其中P为反馈网络的反馈系数，并假定P是一 个与频率无关的常数，即反馈网络由纯电阻构成，不产生额外的相移冷= 0。)； H(s)为开环增益，则0 H(s)为环路增益。所以，该系统输入输出之间的相移主要 由基本放大电路产生。图1基本负反馈系统该系统的闭环传输函数(即系统增益)可写为：Y (八H (s)(s)=X1 +0 H (s)由上式可知，若系统增益分母0H(s = j)=-1，则系统增益趋近于g，电路1可以放大自身的噪声直到产生自激振荡，即：如果0H(jo )=-1，则该电路可以1 在频率o产生自激振荡现象。则自激振荡条件可表示为：1I 0H(jo )1= 11Z0H(jo ) = 180。1注意到，在o时环绕这个环路的总相移是360。，因为负反馈本身产生了 180o 1的相移，这360。的相移对于振荡是必需的，因为反馈信

2、号必须同相地加到原噪声 信号上才能产生振荡。为使振荡幅值能增大，要求环路增益等于或者大于1。所 以，负反馈系统在o产生自激振荡的条件为：1(1) 在该频率下，围绕环路的相移能大到使负反馈变为正反馈；(2) 环路增益足以使信号建立。2、重要工具波特图 判断系统是否稳定的重要工具是波特图。波特图根据零点和极点的大小表示 一个复变函数的幅值和相位的渐进特性。波特图的画法：(1) 幅频曲线中，每经过一个极点o (零点o )，曲线斜率以-20dB/dec(+20dB/PZdec)变化；(2) 相频曲线中，相位在0.1 o (0.1 o )处开始变化，每经过一个极点o (零点P Z Po )，相位变化-45。( 45。)，相位在 10o (10o )处变化-90。(土 90。)；Z P Z(3) 一般来讲，极点(零点)对相位的影响比对幅频的影响要大一些。图2 不稳定系统和稳定系统的环路增益的波特图使环路增益幅值等于1和使环路增益的相位等于-180。的两个频率在稳定性 方面起了重要作用，分别称这两个频率点为“增益交点”和“相位交点”。在稳 定性系统中，增益相交必发生在相位相交之前，最差的情况是0 =

3、1，即单位增益运算放大器稳定的条件1、相位裕度相位裕度 PM 是衡量系统稳定度的一个重要指标。它是指频率特性的回路增 益下降到0dB（单位增益）时，反馈信号总的相位偏移与-180。的差。即：PM= 180+ Z0H（二）1其中，为增益交点频率。如图3所示，GX与PX的间距越大，同时GX小于1PX,反馈系统越稳定。另一方面，在增益交点频率下的0 H的相位可以作为稳定性的度量，该处的I Z0 H I越小，系统越稳定。图 3 闭环频率响应和时间响应相位裕度可以看作是系统进入不稳定状态之前可以增加的相位变化，相位裕 度越大，系统更加稳定，但同时时间响应速度减慢了（如图 4 所示），因此必须要 有一个比较合适的相位裕度。一般工程上，相位裕度至少要45。，最好是60。图 4 相位裕度分别为45。、60。、90。时的闭环时间响应但是，相位裕度很适合处理小信号电路的设计，对于大信号阶跃响应与图3 不同，主要由于转换和放大器的偏置电压和偏置电流的大的偏离所引起的非线性 行为所致。综上所述，在工程实践中，通常要求GM 45。，最好为60。按此要求设计的放大电路，不仅可以在预定的工作情况下满足稳定条件，而且

4、环 境温度、电路参数及电源电压等因素发生变化时，也能满足稳定条件，这样的放 大电路才能正常工作。2、极点位置与系统稳定性的关系在复平面上画出闭环系统的各极点的位置是有益的。把每一个极点的频率表 示为S二j+a，并注意系统的冲激响应包含exp( jo +a )t项，如果s落入 p p p p p p 右半平面，即c 0，则系统可能是振荡的，因为它的时域响应呈指数增长；p二0，系统仍可以维持振荡；相反，如果极点处在左半平面，时域的指数项衰 p减到 0。图 6 极点位置与系统稳定性的关系三、频率补偿运放通常必须补偿，即运放的开环传输函数必须修正，以使闭环电路稳定， 而时间响应的性能也良好。1、频率补偿的思路(1)把总的相移减至最小，使相位交点往外推。如图7(a)所示，通过适当的 努力把信号通路中的极点数减至最少。由于每增加一级至少增加一个极点，则级 数应减到最少。这种补偿的方法将减低电压增益或限制输出摆幅。降低增益，使增益交点往里推。如图7(b)所示，保持低频增益和输出摆 幅，但在更低的频率就使增益下降，以减小带宽。(a)PX向外移动(b)GX向内移动图 7 频率补偿的基本方法在实际设计运放

5、过程中，在满足其他要求的情况下，要首先把运放的极点数 减至最少。由于这样得到的电路仍有可能不具有足够的相位裕度，则我们要对运 放进行补偿，即修改设计，以使增益交点向原点移动。2、单级运放的补偿如上所述，极点位置与系统稳定性有很大的关系，所以估算极点的相对位置 是有益的。根据极点与结点关系，即：每个接地电容都会造成一个极点频率，那 么通过分析运放电路中结点到地看到的总的电容乘以该结点看到的总电阻的大小，就可以确定极点的位置。通过该方法，可以确定主极点和各非主极点的相对位置，然后绘制出对应的波特图，根据波特图来分析补偿的方法。a*fT-180-270-3汕 /0缈叫图 9 图 8 运放各极点位置如图8、9 所示的单端输出套筒式运放的极点位置和波特图曲线，显然该运 放是不稳定的，必须进行频率补偿。要对电路进行补偿，首先确定在相位图得到屛*/UkWLM 一如一如 云5图 8 单端输出套筒式运放及其环路增益波特图所需相位裕度的频率（）。由于在主极点增益以20dB/dec斜率下降，并在p, Ap, A处增益为1,从 开始以该斜率向原点作直线，如图9所示，得到了新的主极 p,A点值，则负载电容必须增

6、加到/。补偿后的运放的单位增益带宽 p ,outp ,out p ,out等于第一非主极点的频率，表明采用运放的反馈系统中，要达到宽带，第一非主 极点就必须远离原点尽量远。因此，镜像点被证明是不希望的。图 11 全差动套筒式运放另外，对图 11 所示的全差动套筒式运放除了具有各种差动运放的有用特性 外，全差动还避免了镜像极点和结点N的极点，图11的电路仅含有一个非主极点，而且由于 NMOS 晶体管的高跨导，它位于较高的频率，这是全差动共源共 栅运放的显著优点。但该电路的非主极点导致不稳定，需要频率补偿，可以通过 一个低增益的快通路与主放大器并联产生零点来抵消极点的方法来进行补偿。3、密勒补偿对于两级运放，主要是为了获得较大的增益和输出电压摆幅，所以对于两级 运放的频率补偿一般采用第二种方法。密勒补偿正是这一补偿思路的良好实现方 案。E 心用 1J1叫Utl图 12 两级运放的密勒补偿如图12 所示，左图第一级呈现高输出阻抗，第二级提供适当的增益，为电 容的密勒乘积提供了适当的环境。右图所示，其目的是在结点 E 建立大电容， 等于(1+ A )C，把相应的极点移到R-i C + (1+

7、A )C -i。结果，以一个中等v 2 Cout1 Ev 2 C的电容器的值建立了一个低频极点，节省了可观的芯片面积，称为密勒补偿。密勒补偿降低了所需的电容值，节省芯片面积，还把输出极点向离开原点的方向移到，这种效应称为极点分裂，如图 13所示。图13密勒补偿引起的极点分裂1 |图14两级运放图15两级运放的环路增益波特图考虑图14 所示的两级运放及其如图 15 所示的波特图，由图可知该两级运放在E、A两处产生两个主极点，但和 的相对位置取决于设计和负载电容。p.E p, A在结点E和A的极点均靠近原点，相位接近-180。，远低于第三个极点。即连在 第三个极点还未产生相移，相位裕度都可能很接近 0。则由上文知，补偿后的单 位增益带宽不可能超过开环系统的第二级点频率。因此，在图15中减小的p.E值，可达到的带宽被限制在一个低值，约为 。而且要求主极点变为很小的值 p,A说明需要一个很大的补偿电容，正好密勒补偿提供了一种有效的方法。为了理解 其基本原理，画出图 14 的输出级简化电路如图 16 所示。通过分析可以得到：密 勒补偿不仅把节点E处的极点 变小，而且还使输出节点A处的极点增加到

8、p.Eg R 倍，即形成“极点分裂”。m 9 L 总之，密勒补偿使两级间的极点向原点移动，使输出极点向离开原点的方向 移动；与单纯地在级间结点和地之间连接一个补偿电容相比较，密勒补偿提供更 大的带宽；可降低补偿电容值，大大节省芯片面积。图 16 两级运放的简化电路图 17 为移动右半平面零点的 RC 补偿密勒补偿电容虽然分离了极点，但同时产生了一个右半平面零点，大大降低 了稳定性。一种消除或移动零点的方法是增加一个与补偿电容串联的电阻，如图 17 所示。零点频率可以表示为：1z C (g-1 R )C m 9 Z那么，可以取R = g-1，使得零点移到无穷远处；还可以将该零点移到左半Zm 9平面，以便消除第一个主极点。此时，R沁(C + C )/g C，但由于C未知或Z L C m 9 C L变化，很难保证上式成立；R的具体实现一般由工作在线性区的MOS晶体管实Z现(如图 18 所示)，减缓了大信号的稳定影响。图19 中利用两个二极管连接串接图 19 真正跟踪温度和工艺而生成 V b图I8大俞出摆幅对竹的影响的MOS管来实现真正跟踪温度和工艺而生成偏置电压V。然而,RC密勒补偿具有两方

9、面的缺点:由于补偿电阻的阻值依赖负载电容, 而负载电容通常是变化的，难以实现阻值的精确匹配，从而导致零极点可能同时 出现，从而减低运放的建立速度；当输出电压的变化幅值通过C耦合到C与CCR之间的结点(即补偿电容所形成的前馈通路)时，将导致R数值的显著改变， ZZ 同样使运放的稳态响应时间增加。对两级CMOS运放补偿所遇到的困难来自补偿电容所形成的前馈通路，如图 20所示。如果从输出结点到 X 能传导电流，反方向则不能，则零点可以移到非 常高的频点，可以插入一个与电容串联的源极跟随器来实现，如图 21 所示， M2 的栅源电容C 远小于补偿电容C。通过分析，得到零点S二-g /C被移到GS 2CZm2 C了左半平面，同时如果参数设置合理，可抵消一个极点。所以，利用增加源极跟但是源跟随器的存在使得输出电压摆幅被严重减小，最小输出电压为随器也可以消除零点，增大运放的稳定性。图20由CC产生右半平面零点的两级运放图21用原极跟随器消除零点的补偿电路V + V，不适合rail-to-rail输出摆幅的电路。但这个缺陷可以通过共栅级补偿 GS 2 I 2结构来解决，如图 22 所示。该结构包含一个左半平面的零点，及两个极点，其 中第二个极点在数值上提高很多。这是因为在高频条件下，M和R组成的反馈 2S环路对输出电阻降低了相同倍数。该技术在考虑M的栅极电容情况下，仍能对1两级运放提供更大

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