L6562单级PF反激电源应用设计

1、L6562单级PF反激电源应用分析并提出了一种方案主要针对L6562单级PF反激电源应用。电路采用了零电压开通 技术降低了一次侧Mos管的开关损耗。本文还提出了一种可用于高输出电压情况下的混合 型同步整流方案并对其工作原理和工作过程进行了较为详细的分析， 并就如何减小变压器 的损耗提出了一些看法。最后， 本文介绍了设计样机进行的实验结果。1、引言近年来， 随着大功率白光 LED 技术的发展， 照明产业开始面临新的机遇与挑战。 LED 越来越多地被应用于通用照明领域， 道路照明则是其中一个极具潜力的重要应用领域。由 于 LED 本身所特有的长寿命、潜在的高光效的特征， 设计一款能够充分发挥此特征的高效 率恒流驱动电源则显得尤为重要。2、单级PF反激电源驱动器的设计与分析2.1 设计概述在本次针对 LED 路灯进行电源设计时， 需充分考虑到此应用的特点与要求：1) 单灯最大功率不超过 100W。2) 为提高路灯的可用性，灯具中LED分为若干组，每组中LED串联驱动，组间分 别驱动，单组损坏不影响其它组LED。3) 为提高安全性， 输入与输出之间需要电气隔离。4) 电源需具有较高的功率因数。

2、为满足以上要求，本设计采取ACPDC恒压电源与多路DCPDC恒流驱动级联的方式驱动 多路LED。ACPDC 部分采用反激式拓扑， 输出 52V , 100W。DCPDC 部分采用国半的 LED 恒流驱动芯片 LM3404。本文仅介绍 AC/DC 部分的设计。反激式电源的损耗主要在于3个地方：1) 一次侧Mos管的损耗，包括导通损耗和 开关损耗。 2) 二次侧整流二极管的损耗。 3) 高频变压器的损耗， 主要包括铁损、铜损 及漏感造成的损耗。为提高电源的效率， 主要需从这三个方面采取措施， 减小损耗。2.2 控制方式及零电压开通设计本设计中，采用ST公司的L6562作为主控芯片，L6562是一款经济型功率因数校正 控制器。反激式电源工作在不连续导电模式(DCM),通过前端EMI滤波器自动实现高的 功率因数。为减小初级Mos管损耗，我们选用ST公司的Mos管STP11NM60,导通电阻0145 Q , 可以有效减少导通损耗，并采用准谐振技术，实现对Mos管的零电压开通，可以最大限 度地减小开关损耗。自从20 世纪70 年代以来， 软开关得到了充分发展， 准谐振技术也有了成熟的应用。 L65

3、62本身就具有零电压开通检测管脚，可以较为方便地实现当Mos管漏极电压降到谷底 时将其开通。具体设计如图1所示，其中，T1为变压器的一次侧绕组，T2为辅助绕组。1) t0 t1时段，Mos管M1开通，整流输出电压Uc流经变压器T1绕组，电流I1上升。2) t1 时刻，Mos管关断，Mos管电压U2上升，变压器初级绕组电流I1换流到次级绕组电流I2 。 3 )小。 4)压器 T1t1t2时段，变压器开始向副边输送能量，副边的充电电流I2随时间线性减 t2时刻，I2降为0,储存于变压器中的能量释放完毕。5) t2t3时段，变 绕组电感L1 ,漏感L2与Mos管漏极对地电容C1开始谐振，谐振频率1/3-1 ： 1 o T2作为辅助绕组之一，其一端电压U1随 U2降低，当低于ZCD的阈值下限116V,即位于图2所示A点时，L6562再次开通M1 , 下一周期开始。图 1 实现零电压开通电路的原理图此电路实现了在Mos漏极电压达到谷底时开通，尽可能地减小了Mos管漏极对地电容在一般的反激式开关电源中， 二次侧的整流二极管损耗也是电源效率的重要影响因素 之一，可以通过选用低导通压降的肖特基二极管来

4、缓解这个问题。但一方面，这种改良对 性能的影响并不是非常显着；另一方面， 在本应用中， 输出电压较高， 而肖特基二极管 的反向耐压一般较低，难以满足要求。比较好的方法就是采用同步整流技术， 用导通电阻低的 Mos 管替代传统的整流二极 管。同步整流按照工作方式可以分为外驱型和自驱型，按工作原理分， 又可以分为电压型 驱动 、电流型驱动和谐振型驱动等。这些同步整流方式各具特点，但也各有不足。文献中 提出了一种较为实用的电流型同步整流驱动方案，但由于将 Mos 管的门极驱动电压钳位在 输出电压，而门极击穿电压较低，因此只适用于较低输出电压的情况。H本文提出了一种新型的混合型同步整流方案，电路结构如图3 所示， 其工作原理简单 描述如下：图 3 同步整流方案的电路结构T3与T4分别为变压器上的两个绕组：其中，T3为二次侧绕组，用于能量的传递, T4为辅助绕组。T4上的电压跟随T3的电压升高，用以开启同步整流Mos管Ml。CT1与 CT2则为电流互感器CT的两个绕组，其中，初级绕组CT1被串在主电路中，用于检测 流经Mos管的电流。当CT1中的电流下降到零时，CT2将把Ml关断。因此，此方案以

5、 电压信号控制Mos管导通，电流信号控制Mos管关断，不仅效率高，而且工作稳定，不 存在误开通的情况。下面将对这种驱动方案的工作过程做详细分析。l）第一阶段， 变压器一次侧 Mos 管关断， 电流从变压器的一次侧换流到二次侧。 T3绕组通过CT1 , Ml为输出电容器C3充电。T3绕组的输出电压被钳位于C3两端电压 （在本应用中约为52V）。由于T4绕组为变压器的一个辅助绕组，因此，同名端B点的电压比例上升至一个高 电压（在此应用中约为10V）。则B点电压通过二极管D2为电容器Cl、C4充电。其中， 电容器C4为Mos管Ml的门极输入电容，通常小于1nF,以虚线示出。电容器C1为外加 电容，取C4电容值的l0倍以上。由于C4远小于Cl ,并且电容值很小，根据电容器的 串联分压原理，C点电压很快被充至近l0V , Ml导通。同时，电流互感器CT中的能量 从绕组CT2通过二极管Dl馈入输出电容器C3,降低了开关驱动损耗，D点电压也被钳制 在约 52V。2） 第二阶段，流经D1的电流降为0 ,此时流经CT1的电流降为Ioff。D1关断， D 点电压开始降低， 最终使 PNP 型三极管 Q1

6、导通， C4 上的电被放掉， C 点变为低电压， M1 关断， 同步整流结束。由于此时 Ioff 0 , 变压器二次侧的充电过程仍未结束，改经 Ml的寄生体二极管续流，A点、B点仍为高电压。由于C4被Q1短路，T4通过D2、Q1 为 C1 充电， 直到 C1 被充满。值得注意的是， C1 之所以选用电容而不使用电阻， 一方 面保证了第一阶段中对C4的快速充电，另一方面使得第二阶段中Q1导通后在其上的损耗 得以降低， 提高了驱动的效率。3）第三阶段， 变压器一次侧 Mos 管再次导通， A 点、 B 点为负电压， PNP 三极管Q2 导通， Cl 被放电， 保证了下一周期能够再次正常工作。 C 点电压保持在低电压， 不 会造成Ml的误开通。值得注意的是，在每个周期中，C1都会被反复冲放电。其损耗由 公式 P = 1/2 CU2 f 可得。其中，设 C = 10nF ,U = 10V , f = 100kHzo 因此 P = 50mW, 此即在Cl上损耗的功率。当变压器一次侧Mos管在一段时间后再次关断后，新的一个周 期开始。这种新型的同步整流方案具有如下特点：1）可以广泛适用于各种输出电

7、压。2）电 路结构和原理较为简单。3）驱动损耗小，效率高。4）电路确定性好，无误动作。电路 在PSpice下的Mos管电流波形和门极驱动电压波形的仿真结果如图4所示。ICAi-5V(k2()usV(PI6:2)SE8图4 Mos管电流波形和门极驱动电压波形的Pspice仿真结果2.4 变压器设计 高频变压器作为隔离型电源中必不可少的组件，在提升效率方面所起的作用也是不容忽 视的。变压器的损耗主要分为铜损、铁损及漏感造成的损耗三大块。铜损是指变压器线圈电阻所引起的损耗。当电流通过线圈电阻发热时，一部分电能就 转变为热能而损耗。在低频时，变压器的铜损主要是铜导线的直流电阻造成的，但工作在 50kHz100kHz的高频电源变压器则必须考虑到集肤和邻近效应。为减小两者带来的交流铜阻变大的现象， 可以采取用里兹线替代单股粗铜线绕制变压器，一次侧线圈与二次侧线圈 交错绕制等方法。铁损即磁芯损耗，包括磁滞损耗、涡流损耗和残留损耗。其大小由公式Pc = Kp XBn Xf m Xvol所决定。其中，B为铁芯中的工作磁感应强度，f为工作频率，vol为铁 芯体积。 Kp , n ,m 则为与铁芯材料有关的

8、常数。要减小铁损， 可以在增加线圈匝数的同 时增大气隙，以此来减小工作磁通，但最根本的措施还是选用更好的磁芯材料。H另外要使铁损与铜损之和最小， 必须满足以下两个条件： 1) 铁损= 铜损。 2) 原边 铜损= 副边铜损。变压器损耗的另一重要组成部分则是由漏感造成的。漏感LO上损耗的功率由公式P = 1P2LO 12 f确定。其中，I为变压器一次侧的峰值电流，f为开关频率。漏感的存在使 初级 Mos 管上需要承受更大的电压应力。而在反射电压一定的条件下， 漏感越大， 则变 压器的效率越低 。要减小变压器的漏感， 需要从铁芯结构的选取， 气隙的位置， 绕组绕 制的方式等方面综合考虑。近年来， 平面变压器作为一种新的变压器技术正在日趋成熟。该变压器使用的是高度 较低， 底部面积较大的平面磁芯。同常规的漆包线绕组不同，该变压器的绕组是利用印制 板上的螺旋形印制线来实现的。与传统变压器相比， 平面变压器具有效率高、工作频率高、 体积小、漏感小、热传导性好、一致性好等众多特点。虽然其目前在国内还面临着成本较高、 技术仍不完善等缺陷， 但随着进一步的发展， 平面变压器必将在一些高端应用中取代传统

9、变压器。3、实验结果与总结根据以上分析，我们制作了一台100W样机进行实验。样机的输入电压范围为176V 264V ,输出电压为52VDC ,二次侧Mos管选用IR的IRF4229。图5所示为220V输入情况下一次侧开关管电压波形和门极驱动波形。由图可见，一 次侧开关管可以实现在电压谷底开通， 大大降低了开关损耗。图 6 所示为二次侧 Mos 管电流波形及同步整流的驱动电压波形。由图可见， Mos 管的 开通和关闭信号都具有较陡的边沿， 工作效果好。图 6 二次侧 Mos 管电流波形及同步整流的驱动电压波形表 1 是在 100W 电阻负载下测试的样机效率和功率因数， 可见本文提出的高效率电源 驱动器可以在要求的电压范围内实现高于 90 %的效率和较高的功率因数。表 1 不同输入电压下电源效率及功率因数输入电压（V）176198220242264效率90-0%90-2%90-5 %90-7%909%功率因数0-98S0-9810- 9730- 9630-948另外， 由于变压器制作工艺的限制， 本样机的变压器并不算非常好， 对效率的影响 也比较大。如果能够在这方面加以改进， 效率仍有较大的上升的空间。4、结论：本文分析并设计了一种针对L6562单级PF反激电源。电路的主拓扑采用了基于L6562 的反激式变换器。电路工作于DCM并自动实现了高功率因数。变压器的一次侧采用了零电压 开通技术以实现低的开关损耗。本文还提出了一种可用于高输出电压的混合型同步整流方案 并对其工作原理和工作过程进行了较为详细的分析。最后， 本文就如何减小变压器的损耗 提出了一些看法。实验结果表明， 按照此方法设计出的样机具有高效率和高功率因数的优 点， 设计是较为成功的。

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