数字电路设计分析

1、数字电路设计分析摘要：三电平整流器由于其独特的优点，受到了越来越多的重视。介绍了三电平桥式整流器的工作原理，并用数字信号处理器对其控制系统进行了实现，说明了全数字控制系统的硬件设计和软件设计的方法。仿真和实验结果验证了理论研究的结果。关键词：数字信号处理器；三电平；PWM整流器；功率因数校正引言三电平（ThreeLevel，TL）整流器是一种可用于高压大功率的PWM整流器，具有功率因数接近1，且开关电压应力比两电平减小一半的优点。文献【1】及【2】提到一种三电平Boost电路，用于对整流桥进行功率因数校正，但由于二极管整流电路的不可逆性，无法实现功率流的双向流动。文献【3】，【4】及【5】提到了几种三电平PWM整流器，尽管实现了三电平，但开关管上电压应力减少一半的优点没有实现。三电平整流器尽管比两电平整流器开关数量多，控制复杂，但?具有两电平整流器所不具备的特点：1）电平数的增加使之具有更小的直流侧电压脉动和更佳的动态性能，在开关频率很低时，如300500Hz就能满足对电流谐波的要求；2）电平数的增加也使电源侧电流比两电平中的电流更接近正弦，且随着电平数的增加，正弦性越好，功率因数更高

2、；3）开关的增加也有利于降低开关管上的电压压应力，提高装置工作的稳定性，适用于对电压要求较高的场合。1TL整流器工作原理TL整流器主电路如图1所示，由8个开关管V11V42组成三电平桥式电路。假定u1=u2=ud/2，则每只开关管将承担直流侧电压的一半。以左半桥臂为例，1态时，当电流is为正值时，电流从A点流经VD11及VD12到输出端；当is为负值时，电流从A点流经V11及V12到输出端，因此，无论is为何值，均有uAG=uCG=ud/2，D1防止了电容C1被V11(VD11)短接。同理，在0态时，有uAG=0；在1态时，有uAG=uDG=ud/2，D2防止了电容C2被V22(VD22)短接。右半桥臂原理类似，因此A及B端电压波形如图2所示，从而在交流侧电压uAB上产生五个电平：ud，ud/2，0，ud/2，ud。每个半桥均有三种工作状态，整个TL桥共有32=9个状态。分别如下：状态0(1,1)开关管V11，V12，V31，V32开通，变换器交流侧电压uAB等于0，电容通过直流侧负载放电，线路电流is的大小随主电路电压us的变化而增加或减小。状态1(1,0)开关管V11，V12，V3

3、2，V41开通，交流侧输入电压uAB等于ud/2，输入端电感电压等于usu1。电容C1电压被正向(或反向)电流充电(u1状态2(1,1)开关管V11，V12，V41，V42开通，输入电压uAB=ud，正向(或反向)电流对电容C1及C2充电(或放电)，由于输入电感电压反向，电流is逐渐减小。状态3(0,1)开关管V12，V21，V31，V32开通，交流侧输入电压uAB等于ud/2，输入电感上电压等于usu1。电容电压被正向(或反向)电流充电(或放电)。状态4(0,0)开关管V12，V21，V32，V41开通，输入端电压为0，电容通过直流侧负载放电，线路电流is的大小随主电路电压us的变化而增加或减小。状态5(0,1)开关管V12，V21，V41，V42开通，交流侧电压为ud/2，正向(或反向)电流对电容C2充电(或放电)，电容C1通过负载电流放电。状态6(1,1)开关管V21，V22，V31，V32开通，uAB=ud，正向(或反向)线电流对两个电容C1及C2充电(或放电)，由于升压电感电压正向，线电流将逐渐增加。状态7(1,0)开关管V21，V22，V32，V41开通，交流侧电压电平为u

4、d/2，正向(或反向)电流对电容C2充电(或放电)，电容C1通过负载电流放电。状态8(1,1)开关管V21，V22，V41，V42开通，输入端电压为0，升压电感电压等于us，两个电容C1及C2均通过负载电流放电。电流is根据电压us的变化而增加(或减小)。2硬件电路设计从图2可以看出，在输入电压频率恒定的情况下，要在变换器交流侧产生一个三电平电压波形，输入电压一个周期内应定义两个操作范围：区域1和区域2，如图3所示。在区域1，电压大于ud/2，并且小于ud/2，在电压uAB上产生三个电平：ud/2，0，ud/2。同理，在区域2，电压绝对值大于ud/2，并小于直流侧电压ud，在电压正半周期(或负半周期)上产生两个电平：ud/2和ud(或ud/2和ud)。相应电平的工作区域如表1所列。表1相应电平的工作区域工作区域1212us0usus0us高电平ud/20udud/2低电平0ud/2ud/2ud为方便控制，这里定义两个控制变量SA及SB，其中根据表1可以设计一个开关查询表，如表2所列，将其存储在DSP中，当进行实时控制时，便可根据输入电压、电流信号，从表中查询所需采取的开关策略。表2查询

5、表SASBV11V12V21V22V31V32V41V42uAB111100110001011000110ud/21111000011ud0101101100ud/2000110011000101100011ud/21100111100ud1000110110ud/211001100110整个控制系统以一片DSP为核心，控制框图如图4所示。锁相环电路产生一个与电源电压同相位的单位正弦波形，ud的采样信号通过低速电压外环调节器进行调节，电流is的采样信号通过高速电流内环G1进行调节，电容C1端直流电压u1与电容C2端直流电压u2分别通过两个PI调节器进行调节，补偿环G2用于补偿两只电容电压的不平衡。检测的线电流命令is与参考电流is比较，产生的电流误差信号送至电流内环G1，以跟踪电源电流变化，产生的线电流波形将与主电压同相位。3软件设计系统采用两个通用定时器GPT1及GPT2来产生周期性的CPU中断，其中GPT1用于PWM信号产生、ADC采样和高频电流环控制(20kHz)，GPT2用于低频电压环的控制(10kHz)，两者均采用连续升/降计数模式。低速电压环的采样时间为100s，高速电流环采样时间为50s。中断屏蔽寄存器IMR，EVIMRA和EVIMRB使GPT1在下降沿和特定周期产生中断，GPT2则仅在下降沿产生中断。整个程序分为主程序模块、初始化模块、电流控制环计算模块、电压控制环计算模块、PWM信号产生模块等五大部份。程序流程如图5所示。4仿真结果及实验仿真参数如下：输入电压us交流220V，50Hz，输出功率1kW，开关管GTO，开关频率500Hz。整流状态和逆变状态下电源电压us、电源电流is、交流侧电压uAB波形分别如图6及图7所示。实验结果也证实了设计的正确性，在采用GTO管、开关频率较低（500Hz）时，输入侧电流波形仍然非常接近正弦，装置得到了接近1的功率因数，同时开关上的电压应力减少了一半。5结语采用全数字控制的三电平PWM整流器将控制系统外围电路减至最少，在较低成本下可以获得很高的性能。基于DSP的三电平整流器比传统功率因数校正电路动态性能更好，在较低的开关频率下就可以获得比较好的正弦化电流波形，并可用于GTO等开关器件。如用于高压、大功率三相电路、VVVF电源、电机控制等领域，该方案优越性更明显。

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