TL431电路原理及频率特特性的研究.doc

TL431 是一种高精度、低温漂电压基准器件，目前已得到广泛应用TL431 具有很高的电压增益，实际应用中易发生自激等问题，造成许多困惑，本文系统分析 TL431 的内部电路，并给出利用计算机分析计算的方法，使设计人员对关于 TL431 电路的稳定性有准确的整体把屋一、基本参数估计（1）静态电流分配：TL431 的最小工作电流为 0.4mA，此时 V10 基本上没有电流（取 0.03mA，be 压降0.6） V9 射极电流为 0.6V/10k=0.06mA设 V3 的 be 压降为 0.67V ，V1 、V2 的集电极电压均为 0.67V，所计算时把 R1、R2看作并联， ，则算得 V3 射极电流为 (2.5-0.67*2)/(3.28+2.4//7.2)=0.228mA剩余电流 0.4-0.228-0.06-0.03=0.52mA，提供给 V7、V8 电流镜，V7、V8 各获得0.04mAV4、V5、V6、V7、V8 工作电流均为 0.04mA2）假内部三极管的 fT 值为 100—200MHz，当工作电流小的时候 fT 为 10—100MHz，由此间接估计三极管内部的等效电容cb 结电容均假设为 1—2pF。

V4 、V7 、V8、V9 等三极管工作电流小，所以 fT 要小很多（结电容为主，扩散电容较小） 3）V4、V5 工作电流较小，通常小电流时电流放大倍数也较小设 V4 的放大倍数为 50 倍左右4）为方便计算，设 V9、与 V10 的电流放大系数相同， V9、V10 与电流增益直接相关，它们的放大倍数可由 TL431 数据表间接计算出来注 1：晶体管的低频放大倍数与直流放大倍数是不相同的，静态工作电流小时二者相差不大，静态电流大时二者可能相差很大，具体与该晶体管的特性有关二、TL431 带隙基准电压产生原理带隙基准产生的原理不是本文要阐述的主要问题，但 TL431 内部的基准电路与增益和关，所以有必要对其分析1、Vbe 压降在室温下有负温度系数约 C=-1.9 至-2.5mV/K，通常取-2mV/K，而热电压UT=DT 在室温下有正温度系数 D=0.0863 mV/K，将 UT 乘以适当倍率并与 Vbe 相加可大大消除温度影响注：UT=KT/q，式中 K 为波尔兹曼常数， T 为绝对温标中的温度， q 为单位电荷，常温下 UT=26mV2、正温度系数电压基准的产生：（1）I2 的性质： e2Tre1s2 e21sTree2be1re sTbebesTbesRIaUIlna RIlnUIUIlI)1(: ， 则令 即 可 得 到 等 式考 虑 二 极 管 方 程Is1、Is2 与温度有关，但它们的比值基本上与温度无关，当 I1/I2 为常数，则 a 为常数，那么 Ure、I2 与热电压 UT 成正比，因 Ud2 与 I2 成正比，所以 Ud2 也与 UT 成正比，Ud2成为正温度系数的电压参考。

Ube 是负温度系数的电压参考， ΔU 是 V1、V2 极电极压差，那么 Ur=Ube+Ud2+ΔU，适当调整 R2 可使得 Ube 与 Ud2 温漂相互补偿，得到零温漂电压参考 Uref=Ube+Ud2，Uref 是一个特殊的内部电压参考，在电路中被分为二部分，中间被ΔU 隔开适当调整 Ur，可使得 ΔU=0，此时 Ur=Uref，反之，当 Ur≠Uref 时，ΔU≠0可见通过 ΔU 可察觉 Ur 是否与内部的 Uref 相等通过深度负反馈电路调整Ur，容易使得 ΔU=0，Ur=Uref ，实际应用中，电路可能是浅反馈的，甚至是开环的，ΔU不一定为零，此时 Ur 与 Uref 存在一定的差值，设差值为 Ui，通过分析 I1 与 I2 的微变关系可得到 Ui 与 ΔU 关系TL431 内部的电压参考模型可理解为 Ur=2Ube1+UR2+UR3+ΔU，Uref= 2Ube+UR2+UR3Uref 实际上是外推禁带能隙电压，外推到 T=0 时，Ud2=0，则 Uref=Ube2）I1 与 I2 的微变关系：设电路中 V1、V2 的 be 结微变电阻为 r1、r2)a1(IrI )a1(IUIRUrrI02102 02T20TeT210To得又 由 ，所 以二 极 管 的 微 变 电 阻可见当 I1 发生变化时，I2 会跟着发生变化，但二者变化率是不相同的。

因此 I1 变化时，Ud1 与 Ud2 电压变化率也不相同，如果 Ud1、Ud2 的初值相同，当 I1 变化时，Ud1与 Ud2 将因变化率不同而产压差微变电阻反映电压与电流的微变关系，并不反映温度与电流、电压的微变关系，所以温度引起的 I1、I2 变化不满足上一等式，实际上温度引起的I1 变化不会造成 I1、I2 变化率不同，如果 I1 的变化是 Ur 引起的，那么上式成立空载时压差： a1RIIU21对于图（1） raRI1i图（2）计算麻烦一些，但结果类似，压差比图（1）的要小一半多可见 a 值越大压差越大a 值也不是越大越好，当 a 值大于 2 以后，压差增加不明显，而 a 值增大，意味关 I2 要减小很多（二者存在指数关系） ，对比较器的输入阻抗要求很高通过调整 Re 可改变 a实际电路是有负载的，产生的压差要小一些3、温度补偿的计算：对于 TL431，设 Ube1+Ube2 的温度系数为-2*2=4mV/K ，下文计算表明，由于电流变化造成 V1、V2 的 be 结分别多产生 0.0863mV/K 的正温度系数补偿，Ube1+Ube2 的实际温度系数为(2-0.0863)*2=3.83mV/K ，那么需 3.83/0.0863=44.4 个 UT 进行温补偿，因此Ud=44.4*26mV=1.154V，此时若有 Ube1+Ube2=1.34V，则基准电压为1.34+1.154=2.494V=Uref。

电路中适当控制 Re 与 R1、R2 、R3 的比例关系可使得 Ud 上电压为 44.4*UT1）be 结压降与温度的关系：当温度变化时，电路中通过负反馈保持 I1 与 I2 的比值不变，但 I1 与 I2 的绝对数值却改变了，造成 PN 结电压发生变化，另一方面即使电流不变，温度的变化也将直接造成结电压变化： 2ebe 0T2T0 20Tbe2 0TbebeesTbeIaRCU/Ia 2VIUCI IIIlnU所 以因 的 射 极 电 流压 与指 温 度 未 变 化 时 的 热 电与 相 同 或 是 正 比 关 系 那 么与如 果 取 偏 微 分 得由用该算式运算不太方便，可适当变换： 2.1TD.RaIIbee2T2e 式代 入 得 式 选取适当的 a 完成温度补偿： 75.1a0R43a/)1DC(R2 0)R/)(43()(2.. IUI)43(UIU1e e3121beber 231ber2131  ， 算 得即 代 入 得与 式式 消时 ， 正 负 温 度 漂 相 互 抵得从上式看到当 a 确定后，精确调整 R1、R3 可使上式成立。

4、基准极电压变换为电压差信号：内部参考电压是 Uref=2.5V，当 Ur 偏离 Uref 时，将在 V1、V2 的集电极产生不平衡电压设输入偏离量为 Ui，输出量为 ΔU=Uo2-Uo1 电路中 V1、V2 的 be 结等效为电阻 r1、r2 ，I1、I2 是微变电流，为了书写方便，微变电流不再使用 Δ 符号： 上文已得到：集 电 极 压 差 ）与（ （ 变 化 比 率 不 同 ）， 2V1aRIU)(RIUr152Ir1i22 e20T0T1又有： 138.7R)a(r(KR)a1(UI)r(I)I( 1323i1321i ， 式 中代入压差算式得i1i1o2 i3ii1ii UP269.0U4.KR)a(rI45.aR1 不能太小，否则 K 值过大，ΔU 变小如图利用叠加定理求 Uo2 端的输出内阻， Ui 接地，I2 是受控电流源，不能去掉： k1.8I06.UIR I0682.)a1(RII524.rI63R/)(o2ob o2o131o13 ，经以上计算得到输出信号为 Uo2-Uo1≈Uo2，输出信号为输入信号幅度的 25%，Uo2的输出内阻为 8.1k，幅度减少的原因是 V2 三极管不起电压放大作用，而信号经几个电阻后变小了，不过电路的频率特性良好。

三、电流放大过程：V3 的放大倍数：V3 的静态工作电流是 0.26mA，从数据表中查得基极电流（ Iref）为2uA，因此 V3 的放大倍数约为 0.26mA/2uA=130 倍放大器的夸导：如上图 TL431 输入阻抗高，输出则以恒流源方式输了，所以有必要计算跨导当 Uo 不变，Ui 变化将引起 Io 变化，跨导 g=|ΔIo/ΔUi|该值表示输入电压对输出电流的控制能力g 与数据表中的动态电阻有关，动态电阻 r=|ΔUo/ ΔIo|数据表中给出参考极与阴极连接时的动态电阻为 0.2 欧，远小于 ro（约为 200 欧）因此流经 ro 的电流可忽略，此时 Uo=Ui，所以 g=ΔIo/ Δuo=1/r=5A/Vg 值的大小与电路内部 V9、V10 三极管的放大能力有关误差信号 Ui 经 V3 射极跟随器（无电压增益） ，再经R3、R1、R2 、 V1、V2 等基准生成相关电路衰减为 0.283Ui，再送入 V4 进行放大（以电流源方式输出） ，V4 与 V6 接成共基——共射电路，使得 V4 集电极静态电压稳定在 1.2v 左右，可大大减小 V4 的集电极电流受阴极电压改变的影响，这样的设计是必要的，因为 V4存在 bc 结等效电阻（阻值很大） ，由它产生的附加电流经前级内阻分流后仍有 10—20%进入 V4 的基极，再经几十倍的放大后产生很大的电流偏差，所以 V4、V6 的组合使用显得非常必要，另外 V5 的集电极电压也稳定在 1.4v 左右，这样 V4、V5 的工作状态基本对称，有助于精确比较前级送来的误差电压；接下来信号送入 V7、V8 构成的电流镜（无电流增益） ，最后经 V9、V10 复合管进行电流放大。

因此电流放大实际上只有 V4 和 V9、V10 复合管这两级，V4 电流放大 30 倍以上，复合管电流放大 10000 倍以上V8 的 cb 电阻对电路也有影响，但受到 V7 分流后，实际进入 8 基极的电流变小几十倍，所以没有必要象 V4那么使用共基——共射电路Ui 经基准生成电路衰减后，从 R2 输出已变为 0.28Ui 信号源，输出内阻为 8.1k kΩ，V4 将此电压转换为电流，转换后的电流为 I=β*0.27Ui/(8.1k+β*26mv/0.04mA)，若β=50 则 I=0.00034Ui，再经 V9、V10 放大 15000 倍，得输出电流 Io=5Ui，即 g 约为5A/VV4 的工作电流小，输入阻抗较高，而前级输出阻抗较低（约 8.1kΩ） ，所以 V4 放大倍数对电流增益影响不明显，对 g 的影响就不大， g 的大小主要由 V9、V10 决定V3直接影响输入阻抗，V4 间接影响输入阻抗，因为如果 V4 输入阻抗低，那么前级的静态工作点（由 R1、R2、R3 、Re 等决定）必须设计得大一些，就会造 V3 的输入阻抗降低综上，V1、V2、V3 用于产生电压基准同时生成误差电压，V3、V4 有提高输入阻抗的作用，V4、V5 对误差电压放大并以恒流方式输出，V9、V10 对 V4、V5 送来的误差电流放大并直接决定夸导的大小。

内部电路图中没有 ro，ro 是 V8、V9 等三极管的 ce、cb 电阻引起的，虽然 cb 电阻很大，但经过上万倍的放大后，在输出端等效为较小电阻，它与输出负载并联TL431 设计得非常。