阻抗匹配的研究.doc

阻抗匹配的研究在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣阻抗匹配的技术可以说是丰富多样，但是在具体的系统中如何才干比较合理的应用，需要衡量多种方面的因素例如我们在系统中设计中，诸多采用的都是源段的串连匹配对于什么状况下需要匹配,采用什么方式的匹配，为什么采用这种方式例如：差分的匹配多数采用终端的匹配；时钟采用源段匹配；1、串联终端匹配串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传播线特性阻抗的条件下，在信号的源端和传播线之间串接一种电阻Ｒ,使源端的输出阻抗与传播线的特性阻抗相匹配，克制从负载端反射回来的信号发生再次反射．串联终端匹配后的信号传播具有如下特点：A 由于串联匹配电阻的作用,驱动信号传播时以其幅度的50％向负载端传播；B 信号在负载端的反射系数接近+１，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50%C 反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相似；D 负载端反射信号向源端传播，达到源端后被匹配电阻吸取；E 反射信号达到源端后,源端驱动电流降为0，直到下一次信号传播相对并联匹配来说，串联匹配不规定信号驱动器具有很大的电流驱动能力选择串联终端匹配电阻值的原则很简朴,就是规定匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传播线的特性阻抗相等。

抱负的信号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗,并且在信号的电平发生变化时，输出阻抗也许不同例如电源电压为＋4.５Ｖ的CMOＳ驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为３7Ω,在高电平时典型的输出阻抗为45Ω[4]；TＴL驱动器和CMOS驱动同样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化因此,对ＴTＬ或CＭOS电路来说，不也许有十分对的的匹配电阻,只能折中考虑链状拓扑构造的信号网路不适合使用串联终端匹配，所有的负载必须接到传播线的末端否则,接到传播线中间的负载接受到的波形就会象图3.２.5中Ｃ点的电压波形同样可以看出，有一段时间负载端信号幅度为原始信号幅度的一半显然这时候信号处在不定逻辑状态,信号的噪声容限很低串联匹配是最常用的终端匹配措施它的长处是功耗小，不会给驱动器带来额外的直流负载,也不会在信号和地之间引入额外的阻抗；并且只需要一种电阻元件2、并联终端匹配并联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗很小的状况下，通过增长并联电阻使负载端输入阻抗与传播线的特性阻抗相匹配,达到消除负载端反射的目的实现形式分为单电阻和双电阻两种形式并联终端匹配后的信号传播具有如下特点:A　驱动信号近似以满幅度沿传播线传播;B 所有的反射都被匹配电阻吸取;C 负载端接受到的信号幅度与源端发送的信号幅度近似相似。

在实际的电路系统中,芯片的输入阻抗很高，因此对单电阻形式来说，负载端的并联电阻值必须与传播线的特性阻抗相近或相等假定传播线的特性阻抗为50Ω,则Ｒ值为50Ω如果信号的高电平为5V,则信号的静态电流将达到100ｍA由于典型的TTL或CMOＳ电路的驱动能力很小，这种单电阻的并联匹配方式很少出目前这些电路中双电阻形式的并联匹配,也被称作戴维南终端匹配，规定的电流驱动能力比单电阻形式小这是由于两电阻的并联值与传播线的特性阻抗相匹配,每个电阻都比传播线的特性阻抗大考虑到芯片的驱动能力,两个电阻值的选择必须遵循三个原则：⑴．两电阻的并联值与传播线的特性阻抗相等；⑵．与电源连接的电阻值不能太小,以免信号为低电平时驱动电流过大;⑶.与地连接的电阻值不能太小，以免信号为高电平时驱动电流过大并联终端匹配长处是简朴易行;显而易见的缺陷是会带来直流功耗:单电阻方式的直流功耗与信号的占空比紧密有关？;双电阻方式则无论信号是高电平还是低电平均有直流功耗因而不合用于电池供电系统等对功耗规定高的系统此外，单电阻方式由于驱动能力问题在一般的ＴＴL、CＭOS系统中没有应用,而双电阻方式需要两个元件,这就对PCB的板面积提出了规定,因此不合用于高密度印刷电路板。

　固然尚有：AC终端匹配；基于二极管的电压钳位等匹配方式理论上讲，分三种,而实际应用上分诸多种.方式不同样，目的是一至的为最大功率一般对某个频点上的阻抗匹配可运用SMITH圆图工具进行, 两个器件肯定能搞定,　即通过串＋并联电感或电容即可实现由圆图上任一点到另一点的阻抗匹配,　但这是单频的而天线是双频的,　对其中一种频点匹配,必然会对另一种频点导致影响, 因此阻抗匹配只能是在两个频段上折衷．在某一种频点匹配很容易,但是双频以上就复杂点了由于在900M完全匹配了,那么１80０处就不会达到匹配,要算一种适合的匹配电路最佳用仿真软件或一种点匹配好了,在网络分析仪上的 S1１参数下调节,由于双频的匹配点肯定离此处不会太远只有两个元件匹配是唯一的，但是　pｉ 型网络匹配,就有无数个解了这时候需要仿真来挑,最佳使用经验仿真工具在实际过程中几乎没什么用处由于仿真工具是不懂得你元件的模型的你必须要输入实际元件的模型,也就是说多种分布参数,你的成果才也许与实际相符一种实际电感器并不是简朴用电感量能衡量的,应当是一种等效网络来模拟本人一般只会用仿真工具做某些理论的研究实际设计中，要充足明白Smith圆图的原理，然后用网络分析仪的圆图工具多调试。

懂原理让你定性地懂得要用什么件，多调是要让你熟悉你所用的元件会在实际的圆图上怎么移动由于分布参数及元件的频率响应特性的不同,实际件在圆图上的移动和你理论计算的移动会不同的）双频的匹配的确是一种折衷的过程你加一种件一定是有目的性的以GSM、DCS双频来说,你如果想调ＧＳM而又不太想变化DCS，你就应当选择串连电容、并联电感的方式同样如果想调DCS,你应当选择串电感、并电容理论上需要2各件调一种频点,因此实际的或者移动终端一般按如下规律安排匹配电路：对于简朴某些的,天线空间比较大，反射本来就较小的,采用Pai型(2并一串)，如常规直板、常规翻盖机;稍微复杂些的采用双Ｌ型(２串2并）:对于更复杂的,采用Ｌ+Pai型（２串3并），例如用拉杆天线的记住,匹配电路虽然能减少反射，但同步会引入损耗有些状况,虽然驻波比好了，但天线系统的效率反而会减少因此匹配电路的设计是有些忌讳的;例如在GSM、ＤCS中匹配电路中，串联电感一般不不小于5.６nH尚有，当天线的反射自身比较大,带宽不够,在smith图上看到各频带边界点离圆心的半径很大，一般加匹配是不能改善辐射的天线的反射指标（VＳWR,retｕrn loｓs)在设计过程中一般只要作为参照。

核心参数是传播性参数（如效率,增益等）有人一味强调rｅturn ｌoss,一张口要-10dＢ,驻波比要不不小于1．５，其实没故意义我遇到这种人,我就开玩笑说,你只要反射指标好，我给你接一种5０欧姆的匹配电阻好了,那样驻波不不小于1.1啊,至于你能不能工作我就不管了!SWＲ驻波比仅仅阐明端口的匹配限度,即阻抗匹配限度匹配好,SWR小，天线输入端口处反射回去的功率小匹配不好，反射回去的功率就大至于进入天线的那部分功率是不是辐射了，你主线不清晰天线的效率是辐射到空间的总功率与输入端口处的总功率之比因此ＳＷR好了,无法判断天线效率一定就高(拿一种５０ｏｈm的匹配电阻接上,SWR较好的，但有辐射吗？)但是ＳWR不好了，反射的功率大,可以肯定天线的效率一定不会高SWR好是天线效率好的必要条件而非充足条件ＳWＲ好并且辐射效率（radiation　effｉcieｎcy）高是天线效率高的充足必要条件当SWＲ为抱负值(1)时,端口抱负匹配,此时天线效率就等于辐射效率当今的，天线的空间压缩得越来越小,是牺牲天线的性能作为代价的对于某些多频天线，甚至VSＷＲ达到了6此前人们比较多采用外置天线，平均效率在50%算低的,目前５0％以上的效率就算较好了!看一看市场上的,虽然是名公司的，如Nｏkｉa等,也有效率低于2０%的。

有的(滑盖的啊，旋转的啊)甚至在某些频点的效率只有10%左右 见过几种内置天线的测试报告，天线效率基本都在30-４0%左右，当时觉得实在是够差的（比我设计的微带天线而言）,目前看来还是凑合的了但是实际工程中，仿佛都把由于S11导致的损耗和匹配电路的损耗计在效率当中了,按天线原理,只有介质损耗(涉及基板引起的和内磁铁引起的）和金属损耗（尽管很小）是在天线损耗中的，而回损和匹配电路的损耗不应当记入的但是工程就是工程啊，这样容易测试啊１  引  言    ｇsm不管是在研发、生产还是在维修中,有四项rf电气指标肯定是必须测量的，中有三项是发射指标，即:射频输出功率、频率误差、相位误差，尚有一项是接受指标即敏捷度相位误差(pe）是一项非常重要的指标在欧洲gsm的电信原则中规定：ｐe的峰值不得不小于20度、有效值不得不小于5度当ｐe指标有问题时,轻则会影响话音质量（失真度变大或有咯咯声)、严重时则会使脱离gsｍ服务网　2   pe的定义 　 　  要想提高某项指标的水平,一方面是必须理解那一项指标的定义pｅ的定义是：它是指i路(同相)与ｑ路（正交）之间的相位平衡度(ｐhａse balance）,换句话说即是：i与q之间的正交性误差(quadraturｅ error）。

若某一时刻pｅ的采样点设为ｐe (j),根据欧洲电信原则gsm11.１0则有:    max　{ｐe (ｊ）} ≤20º    　rmｓ {pe　（ｊ) } ＝ ｛∑nj ＝1pe２　（j)／n}１／2 ≤5º ，   　j＝1，2，3,… n，n≥294 　        (1)ｇsｍ综测仪在测量和计算pe时,采样时间一般取目前的10个突发（ｂuｒsｔ）长度（一种ｂurst长度等于 577微秒)３  减小ｐｅ的措施　　3.1  发射部分的方案考虑     目前重要有两种方案：一种是上变频方案；另一种是０fｆsｅt频率方案这两种方案的差别在于rf已调信号的形成措施：前者是通过老式的由ｉｆ到ｒｆ的频谱搬迁，而后者则是通过增长一种ｉｆ ｐlｌ，用其输出来控制一种专用的发射ｖc0，从而达到实现rｆ调制信号的目的从性能来看,后一方案的频率误差和pe较小；从电路的复杂限度来看,前一方案简朴；从综合的性能价格比来看,后一方案具有优势,故目前绝大多数的都采用offset频率方案,这有助于减小频率误差 和ｐｅ具体的方案可参阅有关的技术文献,在此不再进一步地阐明3．2  频率合成器参照频率fｒ的选择     θ=ωt , dθ=ｔ•dω+ω•ｄｔ ,　ω=２πf    从上式可以看出：在频率误差dω相似的状况下，减少频率有助于减小dθ，因而可减小ｐe。

的ｆr有两种选择：１3mｈz或2６mhz,从减小pｅ的角度来考虑，选１３mhz为好3．3  在i/ｑ正交调制器的输入端采用lpf    　该lｐｆ一般采用无源rｃ型lpf在ｇsm体制中,传播每一种bit的时间是3.69微秒，故传播速率是10０0／３．6９=270.8ｋbps在理论上，gmｓk的调制频谱要运用调制ｂiｔ的无限随机序列再通过复杂的计算来得到理论和实际测量都表白：gmｓk调制频谱的60db带宽为3３0khz,在此带宽内的频谱已涉及了绝大部分的能量,因此选ｌpｆ的截止频率为33０ｋｈz是合 适的我们可采用图1所示的一阶rc lｐf电路其截止频率的计算公式为： 　 　τ=rｃ＝２×１000×220×１０-１2＝０．４4μs   　截止频率＝１000／(2π·τ)=1000／(６．２8　× 0.4４)＝362ｋhz    (注:在工作频段内，电容呈现的阻抗应为几千欧姆左右）3。