逆变器的两种电流型控制方式.docx

逆变器的两种电流型控制方式摘要:研究分析了逆变器的两种双环瞬时反馈控制方式一一电流型准PWM控制方式和 三态DPM电流滞环跟踪控制方式，介绍其工作原理，分析比较其动态和静态性能，并给出 具体实现电路及系统仿真结果电流型双环控制技术在DC/DC变换器中广泛应用，较单电压环控制可以获得更优 良的动态和静态性能［3］其基本思路是以外环电压调节器的输出作为内环电流给定，检测 电感（或开关）电流与之比较，再由比较器的输出控制功率开关，使电感和功率开关的峰值电 流直接跟随电压调节器的输出而变化如此构成的电流、电压双闭环变换器系统瞬态性能好、 稳态精度高，特别是具有内在的对功率开关电流的限流能力逆变器（DC/AC变换器）由于 交流输出，其控制较DC/DC变换器复杂得多，早期采用开关点预置的开环控制方式［1］，近 年来瞬时反馈控制方式被广泛研究，多种各具特色的实现方案被提出，其中三态DPM（离散 脉冲调制）电流滞环跟踪控制方式性能优良，易于实现本文将电流型PWM控制方式成功 用于逆变器控制，介绍其工作原理，与电流滞环跟踪控制方式比较动态和静态性能，并给出 仿真结果1三态DPM电流滞环跟踪控制方式电流滞环跟踪控制方式有多种实现形式［1, 2, 4, 5］，其中三态DPM电流滞环跟踪控 制性能较好且易于实现［1］。

参照图1,它的基本工作原理是：检测滤波电感电流iL,产生电 流反馈信号ifif与给定电流ig相比较，根据两个电流瞬时值之差来决定单相逆变桥的4 个开关在下一个开关周期中的导通情况：ig—if〉h时（h见图1,为电流滞环宽度，可按参 考文献［1］P64 式 5口2 选取）S1、S4 导通，UAB=+E,+1 状态；ig—if—h 时 S2、S3 导 通, UAB="—"E,—1 状态；|ig—if|h 时 S1、S3 或 S2、S4 导通，UAB="o, "0 状态两 个D触发器使S1〜S4的开关状态变化只能发生在周期性脉冲信号CLK（频率2f）的上升沿， 也就是说开关点在时间轴上是离散的，且最高开关频率为f仿真和实验表明，iL正半周，逆变器基本上在+1和o状态间切换，而iL负半周， 逆变器基本上在一1和0状态间切换，只有U0过零点附近才有少量的+1和一1之间的状态 跳变，从而使输出脉动减小2电流型准PWM控制方式T「 n.图1三态DPM电流滞环跟踪控制方式综合常规PWM单、双极性工作方式的优缺点，并借鉴滞环控制技术，得到改进的电 流环控制电路如图2S3、S4基本上以低频互补，Si、S2以高频互补方式工作。

其基本工 作原理：(1) ig正半周，即ig〉o时比较器CMPi输出高电平，S3 一直关断时钟信号CLK的上升沿将触发器RSi置1, Si、S4导通，S2关断，UAB为+E, iL按式(1)上升Mi=diL/dt=(E—Uo)/L(i)当iL升至if〉ig时RSi翻转，Si关断、S2导通，UAB为0，iL按式(2)变化 M2=diL/dt=—Uo/L(2)若Uo〉o,则iL下降，至开关周期结束；而若Uoo,则iL继续上升，此时可能出现 三种情况：① if上升率小于ig,则if相对于ig下降至开关周期结束；② if上升率略大于ig,开关周期结束时if大于ig而小于ig+h,则下一个开关周 期仍保持该状态(UAB为o)；③若if升至ig+h,则CMP3翻转为1、将RS3清零，S4关断，负载通过D2、D3续 流，UAB为一E, iL按式(3)下降至开关周期结束if的峰值不大于ig+hM2=diL/dt= — (E+U0)/L(3)(2) ig负半周，即ig 比较器CMP1输出低电平，S4 一直关断时钟信号CLK的上升沿将触发器RS2清0, S2、S3导通，S1关断，UAB为一E, iL按式(3)下降。

当iL降至if时RS2翻转，S2关断、S1导通，UAB为0, iL按式(2)变化：若U0, 则iL上升至开关周期结束；而若U0〉0,则iL继续下降，此时也可能出现三种情况：① if下降率小于ig,则if相对于ig上升至开关周期结束；② if下降率略大于ig,开关周期结束时if小于ig而大于ig—h,则下一个开关周 期仍保持该状态(UAB为0)；③ 若if降至ig—h,则CMP4翻转为1, RS3清零，S3关断，负载通过D1、D4 续流，UAB为+E, iL按式(1)上升至开关周期结束if|的峰值不大于|ig—h|，即|ig|+h可见，这也是一种三态工作方式：iL与U0同相时，逆变器工作在PWM方式， 在1状态和0状态(或一1状态和0状态)间转换；二者反相时，滞环才起作用，它使逆变器 在1, 0和一1三种状态间转换图2电流型准PWM3静态性能的比较以某逆变器为例，分析和比较上述两种控制方式下的动态和静态性能电路参数： E=i8oVDC, L=imH,C=20yF；调制频率为 f；输出：Uo=ii5VAC、fo=4OoHz；额定负载: ikVA电流和电压反馈系数分别为0口4167和0口25；电压调节器为PI型：放大倍数 Ap=i3^5，时间常数 Ti=oHl27ms；表1为不同负载和不同调制频率下Uo与基准电压Ur的静态误差和Uo的THD。

表1不同控制方式下的稳态性能的比较i.f=2okHz静差（％）THD (%)PWM滞环PWM滞环空载1.021.023.82.8阻性满载o・970.972.62.0感性满载（cos^=o・7）0.90.9411.23・5整流性负载1.021.013・23.72.f=30kHz静差（％）THD (%)PWM滞环PWM滞环空载1.021.020.730・7阻性满载O・980.981.10.77感性满载（cos^=o・7）0.940.952.01.4整流性负载1.021.022.83・03・f=3okHz静差（％）THD (%)PWM滞环PWM滞环空载1.031.02o・50・24阻性满载o・98O・980.330・26感性满载（cos0=O.7）o・95o・95o・68o・4i整流性负载1.021・O31・92・2MA)34JUQDZtMJO-lOiOQTnne(tnsf2on.

分析表1及仿真波形（略），发现：（1） 调制频率f较低时，电流型准PWM波形失真较严重，但其THD随f升高而迅 速减小2） 功率开关管在电流型PWM方式时的平均开关频率高于滞环方式，这意味着前 者的开关损耗较大3） 电流型PWM方式下，谐波分量集中在调制频率及其整倍数附近，而电流滞环 跟踪控制方式下UAB的谐波比较平均地分布在较宽的范围内，调制频率较低时容易产生较 大的噪音4） 输出电压静差基本上不受电流跟踪方式、调制频率的影响，而主要取决于电压 调节器参数，也受主电路参数影响4动态性能的比较由于开关点的离散性,DPM电流跟踪控制方式在控制电路中引入了一个时间常数为1/f 的等效纯滞后环节，对闭环系统的稳定性和动态性能有不利影响图3为起动及负载变化时 两种控制方式下的电感电流iL和输出电压Uo仿真波形可见，PWM方式下的动态性能较 好，特别是调制频率较低时，差别更明显但随着调制频率的提高，滞后时间常数减小，滞 环方式的动态性能明显改善，接近于PWM方式改变PI电压调节器参数（减小放大倍数或增大积分时间常数）可以改善动态响应的 稳定性、减小动态压降，但又将增大静态误差，即重载时的电压降落，延长调节时间。

换言 之，在达到同样动态性能的前提下，电流型PWM控制方式允许较大的放大倍数或较小的积 分时间常数，从而获得更好的静态性能5结语三态DPM电流滞环跟踪控制方式实现简单，开关损耗较低、失真较小电流型 准PWM控制方式可以获得较好的动态性能，特别是系统稳定性及较小的输出电压降落，电 路实现比较复杂，它适于调制频率较低或逆变器输出滤波电感L、电容C较小的情况而调 制频率较高时，三态DPM电流滞环跟踪不失为一种简单而性能优良的控制方式。