第三章软件无线电的结构--电子科技大学(经典)ppt课件.ppt

第第3 3章章 软件无线电数学模型软件无线电数学模型软件无线电的基本结构常见的几种软件无线电接收机数学模型常见的几种软件无线电发射机数学模型3.1 软件无线电的三种结构形式n软件无线电的宗旨：（1）尽可能地简化射频模拟前端，使A/D转换尽量靠近天线，数字化后的信号尽量多用软件处理2）硬件平台应具有开放性、通用性，软件应具有可升级性，可替换性n软件无线电可分为三大组成部分：射频处理前端A/DD/A数字处理软件3.1 软件无线电的三种结构形式n基于采样方式的不同，软件无线电的组成结构可以分成以下3种： 1）射频全宽带低通采样软件无线电结构 2）射频直接带通采样软件无线电结构 3）宽带中频带通采样软件无线电结构3.1.1 3.1.1 射频全带宽低通采样软件无线电结构射频全带宽低通采样软件无线电结构n组成结构如图所示：双工器超宽带滤波器超宽带放大器超高速超宽带A/D分波段滤波器超宽带功率放大器超高速超宽带D/A超高速 DSP软件这种结构的优缺点n优点：对射频信号直接采样，符合软件无线电概念的定义n缺点：（1）需要的采样频率太高，特别还要求采用大动态、多位数的A/D/A时，显然目前的器件水平无法实现。

2）前端超宽的接收模式会对整个结构的动态范围有很高的要求，工程实现极为困难所以这种结构只实用于工作带宽不太宽的场合例：短波HF频段低通采样软件无线电结构n对于工作频段处于0.1MHz到30MHz范围的HF就可能采用上述结构，因为采样频率在100MHz左右精度为14位的AD已基本能满足要求双工器滤波器放大器A/D滤波器功放D/ADSP软件0.1MHz30MHz3.1.2 射频直接带通采样软件无线电结构n组成结构如图所示：双工器窄带电调滤波器放大器A/D功放“0”内插上变频D/ADSP软件窄带电调滤波器本结构说明n本结构采用了射频直接带通采样原理n这种带通采样除了需要一个主采样频率fs外，还需要M个“盲区”采样频率fsm(m= 0,1,2M-1)，M值由下式确定： 式中，INTx表示取大于等于x的最小整数n盲区采样频率为： ，式中，m = 0, 1,2,M-1对应盲区号n主采样频率fs的确定主要取决于A/D器件的性能；另外，还要考虑与后续DSP的处理速度相匹配为减少盲区采样频率的数量，在最高工作频率fmax一定的情况下， fs应尽量选高n本结构对A/D器件的要求是A/D需有足够高的工作带宽。

n优点：与射频全宽开低通采样结构相比最大的不同就是采用的前置滤波器的差异；另外还有A/D的采样速率不同；最后就是对DSP的处理速度要求不同实现可行性较强n缺点：前置窄带电调滤波器和高工作带宽的A/D（高性能采样保持放大器）实现起来还是有相当的难度另外，本结构需要多个采样频率，增加了系统实现复杂度因此，我们将介绍下面一种软件无线电结构宽带中频带通采样软件无线电结构3.1.3 宽带中频带通采样软件无线电结构n组成结构如图所示：分波段滤波器 功放高放 双工器 一本振 一中放 滤波A/DD/A DSP (软件)fsf0放大放大 一本振 二中放本结构说明n本结构类似于超外差无线电台，但常规电台的中频带宽为窄带结构，而本结构为宽带中频结构n本结构使前端电路设计得以简化，信号经过接收通道后的失真也小，而且通过后续的数字化处理，本结构具有更好的波形适应，信号带宽适应性以及可扩展性n本结构的射频前端比较复杂，它的功能是将射频信号转换为适合于A/D采样的宽带中频或把D/A输出的宽带中频信号变换为射频信号3.1.4 三种软件无线电结构的等效数字谱n低通采样的软件无线电结构的数字谱：B Bf 图中的频率全部用模拟频率来表示的，且仅画了正半频率。

n宽带中频带通采样的数字谱： 由带通采样定理，采样速率 与中频 满足条件： 其AD采样数字谱 如下图1所示，图2为中频信号模拟频谱 ：图1B0f图2B0f 当上式中n为偶数时，数字谱和模拟谱的对应关系为 ；当n为奇数时对应关系 所以，无论 n 取确定的何值，带通采样的数字谱与原始模拟带通信号谱也是一一对应，只是根据不同的中频选取不同的数字模拟对应关系而已n射频直接带通采样技术 为消除因前置跟踪滤波器和不理想而产生的采样“盲区”，需要多个采样频率，其中包括一个主采样频率 fS和M个“盲区”采样频率 fSm主采样时的数字谱和射频信号谱分别如下二图B0f图1 这时数字谱与模拟信号谱的对应关系主要取决于前置跟踪滤波器所处的位置，当跟踪滤波器（其中心频率设为 fcent）位于偶数频段，满足：B0f跟踪滤波器图2 射频直接带通采样还存在“盲区”采样频带盲区”频带的中心频率 f0m由下式定： 式中，fS 为主采样频率，m为“盲区”频带号(m = 0,1, M-1)，其数字谱和射频信号谱如下图所示B0f图1B0f跟踪滤波器图2 “盲区”采样数字谱与“盲区”频带信号谱的对应关系取决于前置跟踪滤波器所处的位置，当其位于偶数(m=0,2,4,6,)“盲区”时，其对应关系为： 当其为于奇数 (m=1,3,5,7,)“盲区”时，其对应关系为： 所以，无论主采样还是“盲区”采样都可以用一个等效的基带数字谱来唯一地表示射频信号，只要确知前置滤波器在射频频带上所处的位置。

3.2 软件无线电接收机数学模型 软件无线电接收机相对发射机而言结构比较复杂，涉及内容多，所以首先介绍两种接收机数学模型 1）单通道软件无线电接收机数学模型 2）并行处理思想 3）并行多通道软件无线电接收机数学模型3.2.1 单通道软件无线电接收机数学模型n在同一时刻只能接收所选择的一个信道的信号进行接收解调分析n射频信号经过不同形式的AD采样数字化后，形成了统一的基带数字谱 ，对 处理的目的就是如何从中提取出有效带宽 内信号载频为 的信号 S(n)n任何一种调制形式的信号都可以分解出同相分量和正交分量，用它们完全可以描述该给定信号的特征，而对信号进行接收解调的目的实际就是提取这两个正交分量1）数字混频法的实现如图所示：S (n)I (n)Q(n) 图中的低通滤波器 主要用来滤除I(n)和Q(n)频谱分量以外的不需要的信号低通滤波器的通带截止频率 应为I(n)和Q(n)频谱分量中对应的最高频率，而滤波器的阻带截止频率 应小于信道间隔的一半，以消除邻道干扰的影响 经过分析可知，通过低通滤波后得到的基带正交信号I(n)、Q(n)不再是带宽为 的信号，而是带宽为 的信号，而且 ，所以可以对I(n)、Q(n)进行D 倍抽取，抽取因子D 由下式确定： 如下图所示：S (n)I (m)Q (m) D D 在上图中，低通滤波器和后续的抽取器一起构成了一个标准的抽取系统，该抽取系统可以通过多相滤波结构来实现，以降低对滤波器吞吐率的要求。

如果抽取因子D 很大，需要用多级抽取来实现，如下图：X (n)I(m)Q(m)D1D1D2D2 图中共采用了M级抽取，每级的抽取因子分别为Dm( m = 1, 2, , M ), 总共抽取因子为：2）另一种是基于多相滤波正交化处理的实现方案，其数学模型如下图所示：AD22X(t)I (m)Q (m)DDCICCICCICCICHBFHBFHBFHBFFIRFIRFIRFIR特特征征提提取取n本结构模型对采样振荡器的要求比较高，它必须根据信号的中心频率 能精确地预置到带通采样公式：n这种结构模型必须首先确知在哪个信道上有信号其潜在问题是需要一个搜索或监视接收机的专用设备对全频段进行搜索监视，如果搜索速度不够快，就会遗漏或丢失信号n通常，软件无线电采用宽带带通采样，采样的数据包含多个信道的信息，如何同时处理这些信息？n引入并行多通道处理理论和软件无线电信道化结构模型3.2.2 传统并行多通道软件无线电接收机 数学模型n传统的并行多通道接收机数字模型是通过多个并联的单通道接收机来实现的n在宽带采样后，多个信道的信号周期延托到第1 Nyquist频带内，其载波频率发生了变化n在每个信道处理时通过先乘上载波搬移到零中频，然后滤波进行抽取得到各信道的数据流。

并行多通道处理理论宽带采样各个信道并行多通道处理CICCICFIRFIRCICCICHBFHBFFIRFIR特征特征提取提取识别识别解调解调分析分析HBFHBF信息输出信息输出CICCICFIRFIRCICCICHBFHBFFIRFIR特征特征提取提取识别识别解调解调分析分析HBFHBF信息输出信息输出ADADCICCICFIRFIRCICCICHBFHBFFIRFIR特征特征提取提取识别识别解调解调分析分析HBFHBF信息输出信息输出3.3 信道化接收机数学模型n上一节介绍的两种结构模型只能对单个信号或有限几个信号进行解调接收，必须首先确知在哪个信道上有信号n这种结构的潜在问题是需要一个搜索或监视接收机的专用设备对全频段进行搜索监视，如果搜索速度不够快，就会遗漏或丢失信号n因此，本部分讨论基于多相滤波器组的信道化接收机就可以实现全概率的信号截获3.3.1 数字滤波器组与信道化基本概念 n数字滤波器组是指具有共同输入，若干个输出端的一组滤波器，如下图所示h 0 (n)h1 (n)h K-1 (n)x (n)y0 (n)y1 (n)yK-1 (n)n显然除h0 (n) 可能是低通滤波器外，其他的数字滤波器都是带通滤波器或单边带滤波器。

DDD复信道化滤波器组概念n如果这K个滤波器是把宽带信号S(n)均分成K个子频带信号输出，那么就把这种滤波器叫做信道化滤波器2+1+0D-1D-20n可以得到滤波器组的各个滤波器 先设计一低通滤波 器，如右图所示：0复信道化滤波器组设计n显然以上滤波器组可以表示如下，这就是传统的并行处理算法实现框图，其中：x (n)y y0 0(m)(m)DDy y1 1(m)(m).Dy yD-1D-1(m)(m)实信道化滤波器组概念n如果在正频率段用K个滤波器是把宽带实信号S(n)均分成K个子频带信号输出，就构成了实信道化滤波器3+2+1+1-2-03-n可以得到滤波器组的各个滤波器 先设计一低通滤波 器，如右图所示：0实际实信道化滤波器组设计n在实际应用以上滤波器组可以用更简单的表示，构成传统的并行处理算法实现框图x (n)y y0 0(m)(m)DDy y1 1(m)(m)Dy yD-1D-1(m)(m)n这种滤波器组把整个采样频带（ ）划分成若干个并行的信道输出，使得信号无论何时何地（信道）出现，均能加以截获，并进行解调分析，所以它具备了全概率截获的能力，是侦收跳频、“突发”以及自适应通信信号的理想接收机。

n本结构的缺点是：当信道数多时，D值会很大，低通滤波器的阶数可能会很大，实现效率很低下面介绍高效的实现方法3.3.2 基于DFT滤波器组的信道化接收机数学 模型（复信道化处理）n上面数字滤波器组和后面进行的抽取可以借助多相分解算法减少运算量抽取后：基于DFT滤波器组的并行处理nhlp (l )多相分解表示： l =l*D +k，k = 0, 1, D-1 代入：n由定义可知有：基于DFT滤波器组的并行处理n代入上面两个定义式：n其中：基于DFT滤波器组的并行处理nElpk (z )为hlp (l )多相表示，而xk (m)为x (n) 的多路延迟抽取的结果，因此处理结构为：DDD基于DFT滤波器组的并行处理n最后通过yi,k(m)计算yi(m)，是通过DFT运算来完成，具有高效特性：DDDDFT讨论与教材上的推导之不同？n主要区别是信道划分的不同2+1+0D-1D-20本教案D-1D/2+1D/2-100教材：D为偶数讨论与教材上的推导之不同？n主要区别是信道划分的不同D-1(D-1)/200教材：D为奇数讨论与教材上的推导之不同？Dh0(m)h1(m)hD-1(m)DDZ-1Z-1Z-1DFTy0(m)y1(m)yD-1(m)S (n)讨论与教材上的推导之不同？n仔细学习书上分析（五十分钟），合上书自己推出上面图示的基于DFT滤波器组的并行处理的表达式。

n同样引入多相滤波结构，到实信道化并行接收机数学模型中，可推。