cmos模拟电路基本单元.ppt

CMOS模拟集成电路基本单元一、模拟开关二、有源电阻三、电流源和电流沉四、电流镜五、CMOS基本放大器六、CMOS差分放大器七、CMOS基准源八、CMOS振荡器1一、模拟开关n模拟开关在模拟集成电路设计中具有非常重要的作用 ；n分为NMOS模拟开关和CMOS模拟开关 ；对于NMOS模拟开关，当控制信号C的电压为电源电压时，要求 Vout≈Vin，即要求NMOS晶体管工作在深度线性区 2NMOS模拟开关非理想模型VOS表示模拟开关的失调电压，表示开关导通且电流为零时，端点A和B 之间存在的电压 IOFF表示开关关断时流过的漏电流 CA、CB、CAB和CBC分别表示开关端点对地的寄生电容，对模拟信号采 样保持电路性能有较大的影响 NMOS模拟开关的非理想模型即 三端网络，端口A和B为开关的输 入输出端，C为电压控制端理想情况下，RON为零，而 ROFF为无穷大为了降低总谐波 失真，RON与控制电压的关系应 为线性关系 3NMOS模拟开关的导通电压-电流特性n当NMOS模拟开关处于导通状态时，其沟道电流为00，则ROFF≈1/iDSλ=1/IOFFλ≈∞4NMOS模拟开关的导通电压-电流特性W＝L＝3μm VGS一定时，沟道电流随着VDS增 加而线性增加；当VDS一定时，沟 道电流随着VGS增加而增加。

多种宽长比NMOS模拟开关导通电 阻与VGS之间的关系，当VGS一定 时，导通电阻随着W/L的增加而减 小；当W/L一定时，导通电阻随着 VGS增加而减小 5NMOS模拟开关的非理想效应及解决方法n动态范围小和时钟馈通效应 ;n时钟馈通效应主要是NMOS寄生电容所造成的，当控制信 号发生较高频率的变化时，寄生电容CGS和CGD使NMOS 的栅极分别和源/漏极耦合，产生输出失调 ；nCMOS模拟开关是比较理想的技术，能有效提高开关动态范围，减小时钟馈通效应 ；6二、有源电阻nCMOS模拟集成电路会采用大量的电阻，一般采用阱、扩 散和多晶（Poly）实现精确的电阻值n在负载等应用中，其电阻值不需要很精确，只要求保证其 值的量级，所以可以采用MOS器件实现电阻，并能保证非常小的版图面积 7有源电阻分压电路及并联电阻8三、电流源和电流沉n电流沉与电流源电路是两端元件，其电流值受栅电压控制 ，和加在MOS两端的电压无关n一般来说，电流沉的负端电压接VSS，而电流源的正端电 压接VddnMOS工作在饱和区 9电流源n电流源的源漏电压应大于VMIN才能正常工作 n需要改进之一：增加小信号输出电阻，使输出电流更加 稳定；n需要改进之二：减小VMIN的值，使得电流沉或电流源能 在较宽的输出电压范围V内工作。

n目前增加输出电阻的最有效方法之一是采用Cascode结构 10电流源输出电阻提高技术11电流源输出电阻提高技术——Cascode12四、电流镜（电流放大器）n基本原理：如果两个NMOS（PMOS）的栅源电压相同，则沟道电流 也相同 13NMOS基本电流镜电路及特性（1）输出输入电流比值是MOS晶体管尺寸的比例关系，完 全由集成电路设计人员控制； （2）当NMOS处于饱和态工作时，输出电流是随着VDS2的增 加而近似线性增加的，而不是完全等于输入电流 14MOS电流镜的非理想效应nMOS晶体管几何尺寸不匹配集成电路光刻工艺、腐蚀及横向扩散所引入的误差会是晶体管的几何尺寸不匹配，直接影响电流镜的比例电流关系 nMOS晶体管阈值电压不匹配在集成电路工艺中，MOS晶体管的栅氧化层存性梯度误差和随机误差，使得相同尺寸的MOS晶体管阈值电压存在不匹配，影响电流镜的比例电流关系 n沟道长度调制效应特别是亚微米及深亚微米电流镜的短沟道调制效应 15Wilson电流镜 n当NMOS处于饱和态工作时，输出电流是随着VDS2的增加而近似线性增加 的，而不完全等于输入电流解决方法是Wilson或Cascode电流镜 ；nWilson电流镜利用电流负反馈增加其输出电阻 ；n如果输出电流增加，则通过M2的电流也增加，而且由于M1和M2的镜像 关系使输入电流也增加 n如果输入电流保持不变，当输出电流增加时，M3的栅电压减小，抑制输出电流增加，所以保持了输出电流的恒定性 16Cascode NMOS电流镜17五、CMOS基本放大器n放大器是集成电路的最基本单元电路之一；n用于提高模拟电路的驱动能力，也可以应用于于反馈系统 ；n基本CMOS模拟放大器，包括共源、共栅、共漏及Cascade放 大器；n掌握CMOS基本模拟放大器的电路结构、小信号模型、增益 及输出电阻简化公式18CMOS共源放大器 n共源放大器是将MOS晶体管的栅源电压变化转换成小信号漏极电流，小信号漏电流流过负载电阻产生输出电压。

19CMOS共源放大器20CMOS共源放大器n由于NMOS性区的跨导会下降，所以我们必须保证NMOS工作在饱和区 n增加NMOS的W/L或减小源漏电流或增大RD的压降都可以提高共源放大器的小信号增益；n常采用有源负载或电流源作为负载，以增加等效电阻值，增加输出电压摆幅21CMOS共漏放大器n对于共源放大器来说，要获得高电压增益，必须提高负载电阻 ;n如果共源放大器驱动底阻抗负载工作时，为了减小信号电平的损失，必须在共源放大器后级引入缓冲器，一般采用共漏放大器作为缓冲器，所以共漏放大器又称为源极跟随器n共漏放大器利用栅极接收输入信号，利用源极驱动负载，使源极输出电压跟随栅极电压 22CMOS共漏放大器n当VinVGS2，由于ISS＝iD1＋iD2，iD1相对iD2要增加，iD1的增大意味着电流iD3和iD4也增加，根据基尔霍夫电流定律（KCL），iD2应小于iD4，即输出电流iout>0；n如果VGS1

将式iD1对VID取导数，并令VID＝0，求得CMOS差分放大器的单边差分跨导为当ISS增加时，差分跨导也增加，即直流参数可以控制小信号特性 对于差分输入、差分输出的双边跨导gmd为当ID=ISS/2时，双边跨导等于单边跨导的两倍 负载电阻为RL 33CMOS差分放大器电压转移特性 n图为NMOS输入差分放大器的模拟电压转移特性曲线，其中VDD＝5V ，VSS＝-5V，输入晶体管M1的栅电压V＋，M2的栅电压V－分别为-1V 、0V和1Vn当输入器件都处于饱和特性时，曲线为近似线性，此时的VID较小；共 模输入电压对转移特性，特别是输出信号摆幅有明显的影响 .34CMOS差分放大器输入共模电压特性M1或M2的最小输入电压为当M1饱和时，VDS1的最小绝对值为VGS3代入 采用同样的方法分析得到M1的最大输入电压要获得最大的共模输入电压范围，应尽可能增加M1和M3的宽长比，并尽量减小VDS5的绝对值所以，ISS变得越小，则输入共模电压范围就越大 35CMOS差分放大器的小信号特性图为NMOS输入CMOS差分放大器的小信号等效电路，用于器件完全匹配的差分放大器分析，其中输入NMOS晶体管的M1和M2的源极是交流地电位。

如果假设差分放大器没有负载，则当输出级和交流地短路时，其差分跨导增益为其中36CMOS差分放大器的小信号特性无负载差分电压增益可以由差分放大器的小信号输出电阻rout决定：其中gmd=gm1=gm2 假设（W/L）1,2=10/10um，ISS＝10uA，则NMOS输入差分放大器的小信号电压 增益约为87，而PMOS输入差分放大器的小信号增益为60，两者的差别是由电子和空穴不同迁移率所造成的 CMOS差分放大器的频率响应主要由电路各节点的寄生电容所决定，图中的虚线电容为等效寄生电容，其中C1包括Cgd1、Cbd1、Cbd3、Cgs3和Cgs4，C2包括Cbd2、Cbd4、Cgd2和负载电容CL，C3只包括Cgd4为了简化分析，假设C3为零 37CMOS差分放大器的小信号特性电压转移函数为其中假设频率响应可以简化为频率响应一级分析表明，在输出端有一个由（gds2+gds4）/C2决定的单极点 CMOS差分放大器的转换速率（SR）与ISS值和输出端到交流地之间地电容有关 38七、CMOS基准源n在模/数转换器(ADC)、数/模转换器(DAC)等混合信号集 成电路设计中，基准源电路设计是关键子电路之一； n带隙基准源是目前应用最广泛、性能最优化的基准源电路 ，可以实现高性能的电压基准源、电流基准源及与温度正 比（PTAT）基准源；n电源灵敏度SVDD和温度系数TC； 39简单基准源不同电位的分压电路可以实现简单的基准电压源，其中无源器件和 有源器件都可构成分压电路 （a）有源基准源 （b）PN结基准源 （c）改进的PN结基准源 40VT CMOS基准源n由于有源器件两端的电压灵敏度小于1，所以如果有源器件上的电压用 于产生基本电流，则可以得到一个与电源电压VDD无关的电流和电压。

n基于这种技术所实现的基准源为VT基准源，又称为自举基准源图是基于CMOS工艺所实现的VT基准源电路，其中电流镜M3和M4使电流I1和I2相等，I1流过M1产生电压VGS1，I2流过电阻R产生压降I2R，由于VGS1＝I2R，所以形成平衡点41VT CMOS基准源VT基准源的平衡点方程为迭代求出基本电流I1和I2不随VDD的变化而变化，所以基本电流对VDD的灵敏度基本为零 所以要获得基准电压或基准电流，则只要通过M5取镜像电流，串联电阻即可获得基准电压 在实际集成电路设计中，VT基准源存在两个平衡点，即零点和平衡点Q为了防止电路工作在不恰当的平衡点，需要额外增加启动电路 如果电路工作在零点，则I1和I2均为零，但是M7可以向M1提供一个电流使电路 移到平衡点Q工作当电路接近Q点时，M7的源电压增加使得通过M7的电流减小工作在Q点时，通过M1的电流基本上等于M3的电流 42CMOS Bandgap基准源图给出了带隙电压基准源的原理示意图结压降VEB在室温下的温度系数 约为-2.0mV/K，而热电压VT(VT=k0T/q)在室温下的温度系数为0.085mV/K，将VT 乘以常数K并和VEB相加可得到输出电压VREF将式对对温度T微分，并在室温下等于零(输输出电压电压 在室温下的理论论温度系数等于零) ，解得常数K。

43CMOS Bandgap基准源图(b)是目前常用的CMOS带隙电压基准源电路，图中运算放大器的作 用使电路处于深度负反馈状态，Q1、Q2、Q3是由N阱和P衬底形成的寄 生纵向双极结形场效应晶体管(BJT)，M1、M2和M3的宽长比完全相等 当基准源电路正常工作时 由于实际的运放存在一定的失调电压VOS，所以实际输出电压为 44CMOS Bandgap基准源n带隙基准源也存在两个平衡点，即零点和平衡点Q，所以也需要额外增 加启动电路 ；n传统的带隙基准源的输出电压值约为1.25V，此时基准源的温度系数TC 最小 n在参考温度下，带隙基准源的温度系数为零，工作温度与参考温度偏离越远，输出电压的温度系数就越大 45基于CMOS工艺的PNP器件46八、CMOS振荡电路n晶体振荡器是用晶振代替电感元件 所形成的具有负反馈的放大器，由 于反馈的增益大于1，而相位等于 360度时，就不需要外界信号，电路自身形成一稳定的振荡信号n实验结果表明，限流电阻Rn、Rp对晶体振荡电路的功耗及放大增益 起着决定性的作用当Rn、Rp较小的时候，功耗较大，同时放大增 益、即电路的起振时间有所改善， 反之亦然。