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三相单位功率因数ACDC转换器的双隔离的———————————————————————————————— 作者：———————————————————————————————— 日期： 三相单位功率因数AC / DC转换器〔PFC〕的双隔离的DC / DC的电池充电器 J. Herminjard, EIVD-LEP, CH-1401 Yverdon ：+41〔0〕244 232 272 / ：+41〔0〕244 250 050 C. Zimmermann, EPFL-DE-LEI, CH-1015 Lausanne R. Monnier, R+D Leclanch SA, CH-1401 Yverdon关键词电池充电器，控制，转换电路，数字信号处理器，效率，谐波，高频电源，转换器，功率因数校正，电源质量，仿真，三相系统一 摘要在这篇文章中的开展和实现一个8千瓦的功率因数校正电池充电器〔PFC〕的描述该转换器分为两局部：第一局部是一个基于“维也纳〞的AC / DC转换器以及基于“维也纳〞的拓扑和700V的中点连线[1]控制输出电压，[2]那个第二局部由两个DC，有电气隔离和并行输出DC转换器。

输出电流和电压可控制的范围0 - 28安培及0 - 280伏特不断增长的电动汽车的电池充电器高效率的需求，低电源电流的谐波失真减少了重量和体积为此，两个高校和电池制造商已经意识到了8千瓦的统一充电器原型功率因数和三相正弦电流图1.1显示了实现安装的主要局部由于有两种控制只有三个控制半导体中间电压的可能性， “维也纳〞拓扑构造[1]和[2]是用来实现选择交流/直流转换器这局部是在Yverdon - les - Bains的功率电磁学实验楼〔C. Yechouroun教授〕的EIVD〔学院实验室科特迪瓦工程师协会〕设计和实现的这两个工作在30KHz的DC / DC开关模式转换器生成隔离整流输出的电池电流这局部是工业实验室瑞士联邦技术洛桑〔洛桑联邦理工学院〕研究所〔鲁弗教授〕在工业伙伴Leclanch SA, Yverdon-les-Bains的帮助下实现的 图 1.1：安装的全球方案二 AC / DC变换器“维也纳〞如图2.1所示AC / DC变换器“维也纳〞该电路绘制在电源电压400V/50Hz的三相正弦相电流，并产生两个可控中间电压为350V的UZ1和UZ2。

可只有在两个输出电压总和高于峰值线到线主电压时才能实现输入电流控制 图 2.1：AC / DC变换器“维也纳〞这两个中间直流电压控制必须遵循他们的参考并在第二阶段与三个电源电流消耗保持正弦在我们的应用程序的两个电压基准是一样的图2.2代表了两个建议的中间电压控制电路学习“维也纳〞转换器的表现方式〔图2.1〕，我们可以找到以下两个事实：•如果相应的晶体管处于关闭状态，对电容C1的负载电流i+提供了阳极的所有主要趋势•如果相应的晶体管处于关闭状态，对电容C2的负载电流i-提供了阴极的所有主要趋势 图2.2：中级电压控制电路让我们假定，对uz1电压控制输出给出了基准IC+，uz1低于其参考电压控制〔图2.2 1第一块〕将作出反响，增加对当前由主要的一切积极电流之规定的I+的参考，但只有相应的晶体管处于关闭状态我们知道，增加的主要电流的晶体管应该大局部时间翻开，但是这导致电流I +减少这和之前所需的控制是矛盾的要解决这个问题，我们只是互换了两个稳压器提供的两个电流〔第一块〕第二块只给出了其主要电压的三相阴极局部，第三块为主要电压的三相阳极局部。

用这两个区块的产出总和使三相电流调节正弦参考的三个阶段进展〔第四块〕NCP3063和宽容波段电流控制器，使AC / DC变换器吸取正确的五个模块的功能 〔2.1〕 〔2.2〕其中H代表了电流控制滞后考虑到转换器的输入功率等于输出功率，在下面的等式〔2.3〕可以得出： I+= (2.3 ) 和：Un =名义有效主电压，In=名义有效主电流. 对于目前的Ii中的小变化，假设uz1几乎保持在这段时间内就可以写成常数： (2.4)其中我们表达了电压uz1在方程〔2.5〕的变化 (2.5)随着时间不断的负荷： 图 2.3：直流电压控制图在此图中，我们区分的电压调节器〔第一块〕，再由一个小的时间常数为蓝本的电流控制闭环传递函数Tp简化〔第二块〕，第三块代表输入和输出之间的电流〔表达式2.4倍〕，最后是荷载传递函数〔第四块〕。

Δich代表了负载电流的变化钛的Tn和Ti取决于[3]参数：Tp是一个小的时间常数的电流控制模型，T = RnC是一次负载的常数 是否允许仿真是看符不符合理论开展中充分的测量[4]a显示了从主要在固定操作的400V和对称的2 4千瓦负荷得出的三个电流模拟图2.4b的方法，提出有利的5.5千瓦的输出功率〔a〕模拟 〔b〕测量 图 2.4：三阶段从主电流得出的电流波形2z1的波形图2.5b是后50％负荷突然减少的电压uz1的变化仿真参数 〔1〕参考步骤 〔二〕负载阶跃 图 2.5：电压控制 这项研究已获准开发一个原始电压控制，甚至允许开发非对称的输出电压和负载请注意，对于我们的应用一个对称电压是需求的模拟和测量的结果证实了提出交流/直流转换器控制的有效性这个获取的转换效率是高的〔η= 0,96〕。

三 直流/直流转换器功率8KW直流/直流转换器〔图3.1〕必须能够提供280伏特的电压28安培的电流，以不断充电电池两个阶段的转换器的作用是使逆变器的输入串联和整流器的输出并行条件：•通过了对半导体的击穿电压降低2倍•较少电磁辐射干扰〔EMI〕•除了iL1和 iL2之外的目前波纹iL是通过180.旋转减少的=30kHz 60kHz 120kHz开关的固定频率为30kHz，以配合如今市场上的平面变压器，允许的数量和转换器的被动元件的重量大大减少如此高频率的进一步的优点是无声. 第四代高速IGBT适用于逆变器(IRG4PC50UD, VCES=600V,VCE(on)=1,65V, IC=27A, TO-247).由于两个逆变器成90 〔图3.1〕，两个用于两相移变压器的电流驱动，也转移了9030kHz的脉冲频率由iL1 和 iL2整流后成为60kHz，实现了180度的转变这两个目前已为120千赫频率以外的信号将减少iL的电流纹波这种转换器的运行方法最大限度地减少了所需的滤波电容值长从理论上说，在正常运行的两个电压值ud1δ和ud2δ将取决于对线性脉冲宽度δ〔图3.1〕介于0和π，根据公式 (3.1)另一方面，对于小的负荷，电感L1的纹波电流大于目前所要求的连续负载。

这将导致不连续导通模式，输出电压会比公式〔3.1〕计算的高此外，该电路将其组成松散的模块[5]在现实生活中，控制转换器的输出电压不依赖于内部电阻和负这个内阻包括作为从变压器第二面的电阻和滤波电感变压器的电阻转换器的内阻是 〔3.2〕在同时进展两个转换器RDC的总内阻是29mΩ整个转换器产生的电压很低，因此，可以考虑作为一个理想电压源此转换器3.2 电池的控制要求铅酸蓄电池的收费原那么是基于电流和电压的限制，如图表所示显然，调节电流和电压是必要的 图 3.2：关系电流和电压充电过程每个直流/直流转换器是并联分开控制的第一个转换器〔图3.3〕，控制参数的计算方法是伪连续模型然后，这些参数都被应用到第二位 图 3.3：系统控制的第一次DC/ DC转换器的负载从图3.3电路按照下面的两个公式： (3.3) (3.4)结合这些方程和运用拉普拉斯变换给出： (3.5)从〔3.5〕的传递函数可以得出：(3.6)人们可以找到一个谐振电路的阻尼在负载电阻上的依赖。

在我们的例子中这种阻力是铷，电池的内阻所使用的铅酸蓄电池的额定电压Ub是180V，低内阻Rb约1Ω由Simplorer数值模拟说明，与我们的电动值〔RDC1=58mΩ; =110μF〕的iL1输入电压反响后ud1&速度加快且稳定了所以如果RbC由非常低的时间常数RDC1和2Rb组成，这个系统可以通过一个简单的近似RL的电路在这种情况下，传递函数〔3.6〕可以近似成 (3.7)现在将我们控制系统的程度减少到一个，并计算〔3.8〕中由转换器和电池内阻而定的主导时间常数TL (3.8)增益也取决于这两个电阻 (3.9)当前控制器GRi(s)的标注方式是经典的由于该系统的程度，也是我们选择了以下PI控制器的传递函数： 。