一种新颖的zvzcs pwm全桥变换器.doc

一种新颖的 ZVZCS PWM 全桥变换器作者：西安空军工程大学电讯工程学院 张恩利 侯振义 余侃 信息来源:电源技术应用 2006-5-6字体大小:小 中 大 网友评论 0 条 进入论坛 摘要：提出了一种新颖的零电流零电压开关（ZCZVS）PWM 全桥变换器，通过增加一个辅助电路的方法实现了变换器的软开关与以往的 ZCZVSPWM 全桥变换器相比，所提出的新颖变换器具有电路结构简单、整机效率高以及电流环自适应调整等优点，这使得它特别适合高压大功率的应用场合详细分析了该变换器的工作原理及电路设计，并在一...摘要：提出了一种新颖的零电流零电压开关（ZCZVS）PWM 全桥变换器，通过增加一个辅助电路的方法实现了变换器的软开关与以往的 ZCZVSPWM 全桥变换器相比，所提出的新颖变换器具有电路结构简单、整机效率高以及电流环自适应调整等优点， 使得它特别适合高压大功率的应用场合详细分析了该变换器的工作原理及电路设计，并在一台功率为 4kW，工作频率为 80kHz 的通信用开关电源装置上得到了实验验证关键词：全桥变换器；零电压开关；零电流开关；软开关；脉宽调制引言移相全桥零电压 PWM 软开关（PSFBZVS ）变换器与移相全桥零电压零电流 PWM 软开关（PSFBZVZCS ）变换器 目前 内外电源界研究的热门课题，并已得到了广泛的应用。

在中小功率的场合，功率器件一般选用 MOSFET，这是因为 MOSFET 的开关速度快，可以提高开关频率，采用 ZVS 方式，就可将开关损耗减小到较为理想的程度[1]而在高压大功率的场合，IGBT 更为合适但IGBT 的最大的缺点是具有较大的开关损耗，尤其是由于 IGBT 的“拖尾电流”特性，使得它即使工作在零电压情况下，关断损耗仍然较大，要想在 ZVS 方式下减少关断损耗，则必须加大 IGBT 的并联电容然而由于轻载时 ZVS 很难实现（滞后臂的 ZVS 更难实现），因此 ZVS 方案对于 IGBT 来说并不理想若采用常规的移相全桥软开关变换器，其优点是显而易见的，即功率开关器件电压、电流额定值小，功率变压器利用率高等，但是它们却也存在着各种各样的缺点：有的难以适用于大功率场合；有的要求很小的漏感；有的电路较为复杂且成本很高[2][3][4][5][6]本文提出了一种新颖的 ZVZCSPWM 全桥变换器，它能有效地改进以往所提出的 ZVZCSPWM 全桥变换器的不足这种变换器是在常规零电压 PWM 全桥变换器的次级增加了一个辅助电路，此辅助电路的优点在于没有有损元件和有源开关，且结构简单。

次级整流二极管的电压应力与传统 PWM 全桥变换器相等，而 ZCS具有最小的环路电流值电流环能够根据负载的变化情况自动进行调整，从而保证了负载在较大范围内变化时变换器同样具有较高的效率1 工作原理该 ZVZCSPWM 全桥变换器主电路如图 1 所示它是在传统的零电压 PWM 全桥变换器的次级增加了一个辅助电路，同时，该变换器还采用了移相控制方式在图 1 中，S1 和 S3 分别超前于 S4 和 S2 一个相位，称 S1 和 S3 组成的桥臂为超前臂，S2 和 S4 组成的桥臂为滞后臂C1 和 C3 分别是 S1 和 S3 的外接电容Lr 是谐振电感，它包括了变压器的漏感每个桥臂的两个功率管成 180°互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压超前臂开关管实现零电压导通和关断的工作原理与 ZVSPWM 全桥变换器相同，而滞后臂开关管是通过辅助电路来实现零电流导通和关断的，由于输出电感的储能用来实现超前臂开关管的 ZVS，所以可以用外接电容来减小开关损耗通过对 Ch 放电，流过变压器的原边电流在谐振周期内减小到零，从而实现了滞后桥臂的 ZCS为了便于分析变换器的稳定工作状态，而作如下假设：——所有开关管、二极管、电容、电感均为理想元器件；——输出滤波电感 Lf 足够大，在一个开关过程中可以等效为一个恒流源。

图 2在半个工作周期内，变换器有 8 种开关模态因为，电流环能够根据负载的变化而作相应的调整，所以，这些开关模态在负载较轻的情况下变化很小1.1 变换器在满载条件下工作假定变换器工作在满载条件下，其各个模态的等效电路及主要波形图如图2 和图 3 所示1）开关模态 1[t0，t1]在 t0 时刻，开关管 S1 及 S4 导通，输入电压 Vs 加到了变压器的漏感 Lr 上，原边电流 ip 从零开始线性增加，在 t1 时刻，电流ip 增加到与输出电感电流值相等电流 ip 的变化式如式（1）所示ip(t)=(Vs/Lr)t （1）2）开关模态 2[t1，t2]t1 时刻后，开关管 S1 和 S4 继续导通，输入功率传到了变压器的次级辅助线圈的漏感 Llks 与吸持电容 Ch 产生谐振，给 Ch 充电，Ch 上的电压及电流可由式（2）及式（3）得到在 t2 时刻，Ch 上的电压达到最大值 VH，同时电流减小为零为了防止二极管 Dd 在该工作模态下导通，Ch 的最大电压值 VH 应当设计得比输入电压反射到次级的电压 Vs/n 小3）开关模态 3[t2，t3]当 Ch 的充电电流减小到零的时候，Dc 零电流关断，Ch 上的电压保持在 VH。

原边电流仍被传递到输出端4）开关模态 4[t3，t4]在 t3 时刻，S1 关断，原边电流给电容 C1 充电，使C3 放电，变压器原边电压 vAB 开始线性下降，即vAB(t)=Vs－(Io/nCeq)t （5）式中：Io 为输出电流；Ceq=C1＋C3变压器的次级电压 vsec 以相同的速率下降，直到 t4 时刻其值与 Ch 上的电压值相等为止5）开关模态 5[t4，t5]当 vsec 下降到 VH 时，二极管 Dd 导通，vsec 被箝位在 Ch 的电压值变压器的原边电压 vAB 还以与先前同样的速率下降到零，而vsec 则缓慢地下降在该模态下，因为与原边电压相比，vsec 的下降非常缓慢，因此可以把 vsec 看作常数变压器次级电压反射到初级上的电压值和初级电压值之差加在了谐振电感 Lr 上，变压器原边电流和电压分别按式（6）及式（7）规律下降到 t5 时刻，C3 上的电量被完全释放，C3 电压下降到零，同时开关管 S3 零电压导通原边电压 vAB 也下降到零6）开关模态 6[t5，t6]该模态下，变压器次级电压反射到初级上的电压加到了变压器的漏感上，原边电流以更快的速率下降到零.变压器次级电压按式（9）规律下降。

vsec(t)=VHcos(ωct) （9）7）开关模态 7[t6，t7]原边电流复位，整流二极管关断电容 Ch 通过 Dd放电，向负载提供电流变压器次级电压按式(10)规律下降到零vsec(t)=VHcos(ωctm6)－(iO)t （10）式中：tm6=t6－t58）开关模态 8[t7，t8]Ch 完全放电，输出感应电流通过续流二极管 Df 续流在 t8 时刻，开关管 S4 的驱动脉冲下降为零，S4 零电流关断1.2 变换器在轻载条件下工作假定变换器工作在轻载条件下，随着负载电流的降低，Ch 在模态 7 时不能完全放电，其上电流在 t10 时刻以前连续地提供给负载，其电压的最大值与最小值之间的差值可通过对自身的放电电流积分来获得，如式（11）所示式中：Ts 为开关周期由式（11）可以看出，在带轻载的条件下，式（3）所表示的 Ch 上的电流产生如下变化从式（12）可以看出，环路电流对吸持电容的充放电随着负载电流的降低而降低，也就是说电流环可根据负载的情况自动进行调整2 电路设计2.1 超前臂的 ZVS 条件为了实现超前臂的 ZVS，开关电压应当在死区时间内下降到零，即：tdead>tm4＋tm5 （13）式中：从式（15）可以看出，保证开关管实现 ZVS 的最小电流可由式（16）得到。

不同的吸持电容 Ch 数值与最大电压值 VH 所对应的 ZVS 范围如图 4 所示开关管超前臂的关断损耗可通过给 IGBT 增加外接缓冲电容来减小从图 4 还可以看出大电容 Ceq 对 ZVS 范围的限制因此，Ceq 的选择应综合考虑 ZVS 范围和超前臂的开关关断损耗2.2 滞后臂的 ZCS 条件吸持电容的归一化值如式（17）所示图 5 所示为吸持电容不同归一化值所对应的原边电流的复位情况为了实现滞后臂的 ZCS，Ch 的能量应该足够大，从而通过 Lr 使原边电流复位，且原边电流应当在滞后臂关断之前减小到零从式（11）、式（12）、式（15）、式（16）、式（17）可得到式（18）从式（18）和图 5 可以看出，为了确保 ZCS，应当增加 Ch 或 VH 的值但是，VH 的最大值不能高于输入电压反射到次级的电压 Vs/n；同样，大电容 Ch增大了环路电流，而环路电流又通过 Ch 间接加到了负载综合考虑，软开关在变换器功耗方面的效果不仅与开关损耗的减小有关，还与由软开关引起的附加导通损耗有关为了获得预期的效率，要求在设计时 Ch 的值取得越小越好，从而使附加导通损耗最小化2.3 输出耦合电感为了保证辅助电路二极管 Dc 的软变换，输出耦合电感的漏感 Llks 应当满足式（19）。

式中：Dmin 为最小占空比给 Ch 充电的谐振电流也耦合到了输出电感电流中，从而增加了输出电容的电流纹波因此，Llks 应当在满足式（19）的条件下尽量取大，以减小谐波电流的有效值3 实验结果为了验证 ZVZCSPWM 全桥变换器的工作原理和性能，在实验室完成了一台80V/50A，80kHz 的样机，其电路如图 6 所示， 数如下：输入直流电压 Vs=630（1±10％）V；图 3输出直流电压 Vo=80V；变压器原副边匝比 N1∶N2=5.33，变压器原边漏感 Lr=9μH；输出滤波电容 Co=10000μF(电解电容)；输出滤波电感 Lf=20μH，N3∶N4=1.12，漏感 Llks=1.8μH；开关管 S1～S4(IGBT)IRGPH50KK2(1200V，30A)；输出整流二极管 Dc，Dd，Df，DrecC60P40FE(400V，60A)；C1=C3=1nF；Ch=0.47μF(电解电容)；R=30Ω，C=2.2nF，C′=6.6nF；开关频率 f=80kHz图 7 给出了实验波形从图 7（a）可以看出，在谐振周期内，原边电流减小到零，从而消除了原边的拖尾电流从图 7（c）可以看出，通过 S4 的电流在驱动脉冲下降为零之前已经减小到零，从而 S4 实现零电流关断。

从图7（d）可以看出，在死区时间内，S1 的电压减小到零，从而 S1 实现零电压导通从图 7（e）和（f）可以看出，在一个谐振周期内，Ch 在满载时完全放电，而在轻载时却没有完全放电，使得环路电流根据负载条件变化作适应性调整图 8 给出了根据原理样机得到的效率曲线满载时效率最高，达到 94％图 74 结语本文提出了一种新颖的 ZVZCSPWM 全桥变换器，并具体分析了它的工作原理、电路设计及性能最后通过一台 4kW 的原理样机的试验结果，证明了该变换器具有以下主要优点：——所采用的辅助电路无有源开关；——次级整流二极管具有与传统的全桥 PWM 变换器相同的电压应力值；——对吸持电容充放电的环路电流可根据负载的变化进行自适应调整；——辅助电路二极管 Dc 实现了软变换；——能够使变换器在开关频率为 80kHz 且满载时效率高达 94％大功率软开关移相全桥变换器的研究摘要：为了解决移相全桥变换器的占空比丢失严重和开关管电压应力增大的问题，提出适用于大功率移相全桥变换器的主电路拓扑，进行了原理分析，完成了 1000A 大功率直流稳压电源的设计关键词：大功率；软开关；DC／DC 变... >>详细。