硬开关全桥电路计算.docx

3电路原理3.1.1硬开关全桥变换电路工作原理 图1为硬开关全桥变换电路原理图，下面对此电路进工作过程行详细的分解;VoKi uad图1硬开关全桥变换电路原理图其中，Q1, Q2, Q3, Q4为IGBT或MOS,其并联的二极管和电容为其反并二 极管和输出结电容Ls-p, Ls-s分别为变压器原副边的漏感和引线电感Ip为变压器原边电流，Il为流过输出电感电流，Ic为流过输出电容的电流，Io 为输出电流图2为硬开关全桥变换电路的波形tot516kL 漏感应力尖睢漏感应力尖峰在t0-t1时间段，Q1, Q4同时导通，导通时间为D*Ts,原边和副边电流 的走向如红色曲线指示方向变压器原边绕组电压Vab为输入电压Vin；原边关断开关管Q2, Q3的反 向电压VcE也为输入电压Vin副边整流二极管D5, D8导通，而D6, D7因为承受Vn/K的反向电压 而截止K为变压器原副边的匝比 K=N p： Ns输出电感Lout承受正向的电压Vin/K-Vo,电感电流Il线性上升流过输 出电容Cout的电流Ic为Il的交流分量此时原边电流Ip形状根本和Il一样〔由于变压器励磁电感较大，励磁电 流很小，所以忽略其影响〕，只是需要考虑变压器的变比K, 一般计算时建议把Il的峰值除以K折算到原边进展计算。

工作过程2:VoKI midJ—■■3i i1、\,in— r-■B . ■；■ ■I3 ■u■1漏感应力尖峰r■■i5■£_%-a 二■ ：■-L.■i1■ ■■漏感应力尖峰L ■■L/■a%.e区j►R a Jr«i漏感应力尖峰1■:■«: ♦A■-： %a►--J1■1L:; (1n；-■U;111■WKT7卜一■4 I■*» I■, ■■-■国■—■ i i■■ T ■ ■I । liI i1.- ■►►L，=Ioai ■:= B -：：rr■=HV9 ■WK1.-' R»Jtotlt213 t4t5t6t1时刻，Q1, Q4关断，由于副边输出电感电流不能突变，所以副边负载电流对应的原边电流给 Q1, Q4的输出结电容充电〔如原边红色箭头路径〕，使其尽快上升到Vin/2 ,此时变压器原边绕组电压为0,然后由于原边变压器的漏感和引线电感Ls-p的电流也不能突变，所以通过 Ls-p继续给Q1, Q4的结电 容充电，使其到达Vin,此时由于Q2, Q3反并二极管的钳位导通〔如原边黄色 箭头路径〕，Q1, Q4的反向电压〔VCE〕被钳位到输入电压 Vin,此时变压器 原边绕组电压为-Vin；然后Ls-p和4个开关管的输出结电容谐振，最终开关管 的输出结电容电压在t2时刻稳定在Vin/2 0变压器副边在t1时刻还是由D5, D8导通，但是当变压器原边绕组电压 由Vin下降到0V后，再到-Vin变化过程中，D6, D7也开场导通续流，此时变 压器绕组相当于短路，变压器励磁电流在副边循环，而且根本保持不变。

t1-t2时刻，由于Ls-p的影响，原边电流Ip也会有震荡尖峰，但在波形图中 没有表示出来由以上分析可知，原边变压器的漏感和引线电感 Ls-p对开关过程有较大影 响，除了增加开关管的电压，电流应力尖峰，而且产生的高频震荡是EMC的重要干扰源，所以设计时需要注意减小其感量有如下措施可以考虑：A、增加变压器的原副边耦合，减小变压器漏感；B、缩短变压器的引线，减小引线电感C、减小主开关管和变压器引线组成的高频电压，电流环路面积，降低 辐射干扰能量工作过程3:tOtlt213 t4t5t6t2-t3时间段，持续时间为（1-2D）*Ts/2:原边开关管都关断，具输出结电容 电压维持Vin/2不变，变压器绕组电压为0V,相当于短路此时原边根本无电 流流动副边D5, D6, D7, D8二极管都续流导通，变压器励磁电流也在副边循环，而 且根本保持不变输出电感Lout承受-Vo电压，电感电流Il持续下降；电流Ic为 Il的交流分量此时输出电流皆为输出 Lout和输出电容Cout提供F m 11-漏感肢力尖峰[cpIoto15 t6Vet漏感应力尖峰::1- 、VMK £ l"K漏感应力尖峰t3时刻，原边开关管Q2, Q3导通，Q1, Q4的输出结电容电压从 VM2上 升为Vin,变压器原边绕组电压 VAB为-Vin,原边电流方向如红色箭头所示，和 上一开关状态的电流方向相反。

t3时刻，由于变压器原边绕组电压 VAB为-Vin,所以变压副边绕组电压为- Vin/K ,而且在t2-t3时间段输出整流二极管 D5, D6, D7, D8都续流导通，所 以此时在变压器副边绕组电压-Vin /K的作用下，负载电流快速从 D5, D8换流到D6, D70副边负载电流的流向如红色箭头所示；二极管 D5向D7的换流路 径如绿色+蓝色箭头路径所示；二极管 D8向D6的换流路径如紫色+蓝色箭头 路径所示蓝色箭头所示路径为两对二极管换流的共用的变压器绕组路径在二极管换流过程中由于变压器副边的漏感和引线电感Ls-s抵抗其电流变化而产生的反向电压为 V Ls-s= Ls-s *dI/ dt ,电压方向为左正右负，由于换流过 程中电流变化斜率很大，而且二极管的反向恢复电流尖峰较大，导致V Ls-s峰值比拟高在t3-t4时间段，由于二极管换流的影响，二极管 D5, D8的反向截止电压峰值 Vrrm= V in/K+ V Ls-s,如Vde所示为D8的反向截止电压由于 V Ls-s电压尖峰很 高，而且Ls-s和整流二极管的结电容在反向恢复过程中会产生高频震荡，其高 频震荡一般情况下为本拓扑中重要的 EMI高频搔扰源，所以二极管必须加吸收 电路抑制反向电压尖峰；而且图示的换流高频电压，电流环路面积需要尽量减 小。

整流二极管的反向电压尖峰和几个因素相关：1、变压器副边的漏感和引线电 感Ls-s； 2、整流二极管的反向恢复特性〔需注意一般二极管温度越高，反向 恢复特性越差〕；3、负载电流的大小；4、最高输入电压和变压器匝比由于输入电压越高，负载电流越大，整流二极管的反向电压尖峰越高，所 以需要测量在高压输入情况下，输出最大负载和输出短路情况下的整流二极管 的反向电压尖峰是否超标来判定器件可靠性在整流二极管的反向恢复过程中，在电感电流 Il和变压器原边电流Ip上会 产生相应电流尖峰和震荡，在波形图中没有画出来由以上分析，得到如下设计考前须知：1、需要尽量减小变压器副边的漏感和引线电感 Ls-s,即在设计时加强变压器原 副边耦合和缩短变压器副边引线长度2、所采用的整流二极管的额定电压一般要高于其反向平台电压“V in/K 〃 一倍 以上，为漏感尖峰"V ls-s〃留出足够裕量；并采用反向恢复特性较好的二极 管，仔细比拟其不同电流情况下，不同温度情况下的反向恢复特性参数3、合理设计二极管的吸收电路，保证整流二极管在任何情况下电压应力不会超 出额定值，提高其可靠性4、尽量减小换流高频电压，电流环路面积，减小 EMI骚扰能量。

1心中漏感应力尖峰**V 审in漏感应力尖峰Vet[cWK、/ Idto漏感应力尖峰।- 、£ lo/Ktlt2 t31415 t6在t4-t5时间段，Q2, Q3同时导通，导通时间为D*Ts,原边和副边电流的走向 如红色曲线指示方向变压器原边绕组电压Vab为反向输入电压-V*原边关断开关管Q1, Q4的反向 电压VCE为输入电压Vino副边整流二极管D6, D7导通，而D5, D8因为承受VMK的反向电压而截 止K为变压器原副边的匝比K=N p： Ns输出电感Lout承受正向的电压Vin/K-Vo,电感电流Il线性上升流过输出电容Cout的电流Ic为Il的交流分量此时原边电流Ip形状根本和Il 样，原边电流方向和工作过程1的电流方向相反工作过程6:漏感应力尖嵯漏感应力尖峰totl t2 t314t5t6t5时刻，Q2, Q3关断，由于副边输出电感电流不能突变，所以副边负载电 流对应的原边电流给Q2, Q3的输出结电容充电〔如原边红色箭头路径〕，使 其尽快上升到Vin/2,此时变压器原边绕组电压为0,然后由于原边变压器的漏 感和引线电感Ls-p的电流也不能突变，所以通过 Ls-p继续给Q2, Q3的结电容 充电，使其到达V*此时由于Q1, Q4反并二极管的钳位导通〔如原边黄色箭 头路径〕，Q2, Q3的反向电压〔Vce〕被钳位到输入电压 Vin, Q1, Q4其反向电压此时为0V;然后Ls-p和4个开关管的输出结电容谐振，最终开关管的 输出结电容电压在t2时刻稳定在Vin/2。

变压器副边在t5时刻还是由D6, D7导通，但是当变压器原边绕组电压由 Vin 下降到0V后，再到-Vin变化过程中，D5, D8也开场导通续流，此时变压器绕 组相当于短路，变压器励磁电流在副边循环，而且根本保持不变t5-t6时刻，由于Ls-p的影响，原边电流Ip也会有震荡尖峰，但在波形图中 没有表示出来后续的工作过程为前述6个工作过程的循环，不再进一步阐述总结：优点：硬开关全桥变换器拓扑构造比拟均衡，原边四个IGBT（2个IGBT模块）承当的电压应力，电流应力比拟均衡，热应力比拟分散，再考虑峰值电流控制 有更高的可靠性，所以比拟适合应用在大功率的 DC/DC变换场合缺点：硬开关全桥变换器由于原边IGBT和副边整流二极管皆为硬开关，开关 损耗很大，从而开关频率受限；副边整流二极管的电压应力较高，需采用吸收 电路来抑制其电压尖峰4功率电路元器件选型4.1变压器选型在硬开关全桥变换器中，变压器设计是非常重要的一环，要关注以下几个方面：1、变压器就近原副边的主功率器件放置，减小引线电感和环路面积。