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一种高效率绿色模式降压型开关电源控制器芯片的设计方案导读：本文提出了一种高效率绿色模式降压型开关电源掌握器芯片的设计方案，特点是采纳PWM/ Burst 多模式掌握策略提高全负载条件下的电源转换效率 由于降低了低负载和待机条件下的电源功耗，可减小由电池供电的现代便携式设备的静态功耗，延长设备的待机时间和电池的寿命 芯片还实现了模式转换过程中的平滑过渡以及过冲电压的抑制 此外，还引入一种高精度、高效率的片上电流检测技术，进一步降低了功耗 该芯片在115μm BCD （bip ola r2CMOS2DMOS） 工艺下设计和制造，测试结果表明芯片已达到预期的性能要求 1 引言 降压型集成开关电源掌握器广泛应用于各类便携式设备中 近年来，随着电池供电的便携式设备，如、MP3 播放器、PDA 等性能的提高和功能的日趋丰富，对于开关电源的效率提出了越来越高的要求 为提高效率和削减片外元器件， 目前应用的Buck变换器通常集成了功率开关和同步整流开关 同时， 为减小片外电感元件的尺寸以适应便携式设备的应用，开关频率往往设置为几兆甚至更高的数量级 由此带来的问题是，当变换器工作在轻载条件下， 开关损耗就变成了主要的功率损耗。

而便携式设备恰恰常工作于待机状态即轻载工作状态下，轻载效率对于延长电池的使用寿命至关重要 因此，提高轻载效率的问题受到了高度关注 解决上述问题的一种常见方法是在轻载状况下降低开关频率，从而使得变换器的效率保持在与重载近似的水平上 这种技术有PFM/ PWM 多模式调制、共栅驱动等，但是它们有一个共同的缺点：开关频率随负载调制，这使片外滤波器的设计变得相当简单 本文提出的绿色模式降压型功率集成开关电源掌握器芯片采纳了Burst/ PWM 多模式调制技术，掌握变换器在重载下以恒定频率工作在PWM 模式，而当负载降低到肯定程度时，自动切换到Burst 模式并以降低的恒定频率工作 其主要优点是削减了开关损耗， 又不增加片外滤波器的设计简单度 此外，Burst 模式还可以依据应用的需要，由用户掌握使能或禁止 并且在模式转换过程中，采纳双基准法实现模式转换的平滑过渡和负载迟滞 同时，芯片引入片上电流检测技术以取代传统的电阻电流检测， 在肯定程度上削减了功耗 功率开关和同步整流开关的集成也简化了片外应用电路的设计 2 系统设计 本文提出的绿色模式降压型开关电源掌握器是一个恒定频率工作、峰值电流掌握模式的Buck 变换器，输出电压经由片外分压电阻反馈调整，功率开关和同步整流开关均由片上集成。

系统原理如图1 所示 图1 系统原理图 2. 1 峰值电流PWM掌握模式 DC2DC 变换器的掌握策略主要有电压型掌握和电流型掌握两种 与电压型掌握相比，电流型掌握策略因具有较好的线性调整率和较为简洁的补偿电路等优点而被广泛采纳 提出的绿色模式Buck 变换器在重载条件下工作时，采纳峰值电流PWM 掌握策略 通常，依据电感电流检测方法的不同，电流型掌握又可分为平均电流掌握、峰值电流掌握、模拟电流掌握等不同模式，其中峰值电流掌握模式因对输入电压和输出负载变化的瞬态响应快、具有瞬时峰值电流限流功能等优点，应用为广泛 峰值电流掌握环路主要由电流环和电压环构成 掌握环路的工作过程由图2 所示 图中： V sense = Vin - KIsense （1） 式中 V in是输入电源电压；V sense 是电流检测模块检测到的电压信号； Isense是检测模块检测到的与电感电流成比例的信号 另外，图2 中的V peak 信号即为受电压环掌握的预期要达到的与电感电流峰值相对应的电压信号 图2 峰值电流掌握过程 在每个周期开头时，由时钟上升沿置位主RS 触发器，功率开关打开，变换器进入充电阶段，电感电流上升， Isense 上升而V sense 下降。

当电感电流达到峰值， 即V sense达到V peak时，电流比较器（ Icomp ） 的输出复位RS 触发器掌握功率开关关断 这就是电流环的工作过程 而电感电流的峰值主要由电压环掌握 详细地说，当反馈电压下降到基准以下时，误差放大器（ EA） 输出上升，限制电流上升峰值的V peak 电压随之下降，于是功率开关的开启占空比增大，输出电压上升，反之亦然 其中反馈电压是由输出电压经过电阻分压得到的 在功率开关关断的时间间隔内， 传统的降压型Buck 变换器采纳肖特基二极管作为续流二极管 因此，当肖特基二极管导通时，它的导通压降（典型值013V）引起的功率损耗将是不行避开的 为了削减导通损耗，引入了同步整流技术 同步整流即采纳一个同步功率开关代替整流二极管 当同步整流开关导通时，导通电阻一般在100mΩ 以下，以1A 负载为例，此时的导通损耗近似为011W;而对于导通电压为013V 的肖特基二极管，损耗近似为013W. 可见在中小功率的应用当中，同步整流可以有效地提高开关电源变换器的效率 由于同步整流开关和肖特基二极管之间工作方式的差异，需同时引入一些掌握电路和爱护电路 首先，在功率开关和同步整流开关两个开关转换的瞬间，必需设置一个死区时间（anti2shoot2thru） 来防止两个开关同时导通导致输入电源短路。

在死区时间内，功率开关和同步整流开关都关断，此时电流由同步整流开关上寄生的二极管续流，所以在合理范围内死区时间越短就越能削减功耗，一般设计在10ns 左右（1MHz 工作频率下） . 其次，同步整流开关不像肖特基二极管那样只能单向导电，当变换器工作在断续电流模式下，在下一个周期开头之前，同步整流开关上的电流就已经下降到零并反向，此时，电感电流反向相当于从负载抽电流，导致能量的铺张以及变换器效率的降低 因此必需设计一个防止同步整流开关电流反向的检测电路（ rever se） 来检测电流方向 本设计是利用检测SW 点的电压，当电压从负变正时，反向电流比较器掌握同步整流开关关断 2. 2 Burst 掌握模式 在轻载状况下，这个多模式开关电源掌握器还可以掌握变换器工作在Burst 模式 在这种模式下，功率开关依据负载状况连续工作几个周期再关断几个周期，因此可以有效地削减开关损耗和降低静态功耗 对于便携式设备应用来说，轻载状况下的变换器效率是一项特别重要的指标，因此Bur st 掌握模式必不行少 Burst 模式的工作过程如图3 所示 2. 3 模式转换 在多模式掌握的变换器中，由于在轻重载条件下采纳不同的掌握策略，会在负载变化和模式切换的时候产生一些问题：一是当负载电流正好在所设定的模式切换点四周波动时，会使变换器在两种工作模式间反复切换，极简单造成工作状态不稳定；二是在模式切换的瞬间会产生较大的过冲电压，导致器件损坏。

这是多模式变换器普遍存在的一个严峻缺陷 针对这一缺陷，本文提出一种双基准解决方案，即对PWM 模式和Bur st 模式采纳不同的基准电压，这样不但可以实现如前所述的模式切换过程中的迟滞功能，且可抑制一部分过冲电压 模式切换时的工作原理如图4所示 图4 模式切换时的工作原理 在Bur st 工作模式中，掌握器掌握输出电压略高于PWM 工作模式中的输出电压，设计中，Bur st 下限高于EA 基准的016 % ,上限高于EA 基准的117 %. 当负载较重时，变换器工作在PWM 模式，当负载下降到肯定值时，电感电流的峰值不再随着负载的变化而变化，输出电压上升，直到达到Bur st 比较器上才会掌握功率开关关断，变换器进入到Burst 工作模式 类似，当负载从轻载变到重载，电感电流峰值需要随着负载变化而调整时，输出电压下降，直到达到EA 基准变换器才回到PWM 工作模式 这就相当于在模式切换的负载条件之间形成了一个迟滞窗口，窗口的下限是EA 基准，上限是Bur st 比较器上限 另一方面，设置两个基准，还可以在模式转换时供应一个电压余量，起到抑制过冲电压的作用 3 片上电流检测 片上电流检测就是把检测电感电流的功能集成到掌握芯片内部，尤其对于功率集成的掌握器来说，其意义就显得更为重要也较易实现，且采纳片上电流检测有利于有效简化外围应用电路的设计。

电流检测可以依据检测电路的不同位置分为高边检测和低边检测，对于Buck 电路来说，若检测对象是流过功率开关的电流，多采纳高边检测；但若检测对象是流过同步整流开关的电流，就需采纳低边检测 以高边检测为例，传统的检测方法是利用一个小电阻与功率开关串联来检测流过功率开关的电流 但受到工艺的限制，小电阻的阻值精度通常是很低的，且会占用较多的芯片面积 尤其在低电压供电的系统中，检测电阻上的损耗和检测精度都是严峻的问题 因此，本文采纳了一种基于电流镜结构的片上电流检测技术，与传统的电阻检测方法相比，它的精度较高，功率损耗小 电流检测电路主要有两个功能模块，一是功率开关电流检测模块，二是峰值电流箝位模块 功率开关电流检测的基本电路原理如图5 所示 主要采纳电流镜结构，用一个与功率开关成肯定比例的MOS 管来镜像功率开关的电流 图中PM_P 是功率开关，NM_P 是同步整流开关 PMOS 管PM0 和PM_P组成一个简洁电流镜结构 运算放大器CSA 的作用是保持PM0 和PM_P 的V DS电压相等，它是一个两级折叠式共源共栅结构，具有较大的带宽和较快的响应速度，以达到较高的检测精度和较大的电流检测范围。

图5 功率开关电流检测模块 PM1 的作用是防止当同步整流开关通时，CSA + 端短路到地 假如在功率开关关断的时候CSA + 短路到地，则每个周期功率开关开头打开的时候，CSA + 需要较长的恢复时间，会影响检测精度 另一方面，功率开关导通时是工作性区，因此PM0 和PM_ P 的V DS电压差对电流镜的镜像精度影响较大，所以PM1 必需具有较小V DS值，可以适当地增大它的宽长比 在设计中，取PM0 和PM_ P 的宽长比的比值为1 ∶3000 ,因此流过PM0 和PM_ P 的电流比值也为1 ∶3000. 可得检测电压V IL 为： 其中6; IL 为流过功率开关的电流，也直接反映了电感电流的信息 峰值电流箝位电路原理如图6 所示，该电路同时也是电压环和电流环的结合点 图中V IL 即为（2） 式中定义，V sense和V peak即为图3 中所定义 当变换器工作在重载条件下时，误差放大器的输出较高，NM0 导通，V peak 值就会受EA 输出的调整 假设NM0 导通时工作在饱和区，则： 其中 INM0为流过NM0 的电流，随误差放大器输出的变化而变化。

V sense 和V peak 是输入到后级电流比较器的信号 结合（2） ~ （4） 式，就可以得到电感电流和EA 输出的关系式 当变换器工作在轻载条件下时，误差放大器输出较低而不足以使得NM0 导通，此时，V peak 值就不再随着EA 输出的变化而调整 此时， （5） 式中INMO可以看作零 依据（5） 和（7） 式，可以设计合适的电路参数，以保证在应用所需的负载范围之内误差放大器不会饱和，同时可以限制的负载值，且当负载低于肯定值时实现峰值电流箝位掌握 图6 中的Slop + 和Slop - 两个节。