扩频通信6章.ppt

第6章 扩频序列的跟踪,6.1 引言 6.2 宽带信号的最佳跟踪 6.3 基带延迟锁定跟踪环 6.4 非相干延迟锁定跟踪环 6.5 摆动非相干跟踪环 6.6双摆动非相干跟踪环 6.7 跳频系统跟踪回路 习题与思考题,第6章 扩频序列的跟踪,6.1 引言 扩频通信系统要求接收机与发射机的扩频序列波形同步，本地参考信号必需准确的跟踪接收到的信号同步分2种情况： 同步码的捕获：确定初码的相位，使扩频序列的相位一致 码跟踪：为减少本地伪码与接收伪码间的相位误差，并保持相位锁定状态，对同步状态进行监控，便于失步时重新捕获同步码 码跟踪的基本方法是利用锁相环来控制本地码的时钟相位，常用的跟踪环有延迟锁定环和抖动环使用两个独立的相关器的跟踪环被称为延迟锁定跟踪环(Delay –Lock Tracking Loop)，也被称为DLL；分时共享一个相关器的跟踪环被称为抖动跟踪环（Tau-dither Tracking Loop），也被称为TDL6.2 宽带信号的最佳跟踪,最佳鉴相器的输出是带有噪声的接收信号与本地接收机产生的同步发射信号的一阶导数的乘积，其跟踪环结构如图6-1所示图6-1 最佳鉴相器跟踪环示意图,最佳鉴相器跟踪环工作原理,设接收机收到信号是基带扩频波形本身，忽略噪声，扩频序列是一个m序列，周期为N，共有7个符号，符号宽度为c，接收机收到信号如图6-2(a)所示。

跟踪环信号如图6-2(b)所示，它对时间的一阶导数如图6-2(c)所示，求导可以得到一系列的脉冲函数跟踪环乘法器输出如图6-2(d)所示图6-2 基于m序列最佳码跟踪环输出波形示意图,,,在这个例子中， 且 , 所以乘法器输出脉冲函数都是正的，输出直流分量是式 对时间求均值，等于 ，如图6-3所示当 且 时，乘法器输出所有脉冲都是负的，直流分量 当 时，乘法器输出的正冲脉和负脉冲数量相等，直流分量为0图6-3 基于m序列最佳码跟踪环直流输出分量,图6-3中，乘法器直流输出是归一化延迟差 的函数当 时 ，通过增加 使 逼近0；只有当 时， ，乘法器的输出直流就存在，通过校正延迟时间 就能使逼近06.3 基带延迟锁定跟踪环,基带延迟锁定跟踪环（DLL）的结构图6-4中，包括一个相位鉴相器，一个环路滤波器，一个压控振荡器，一个扩频波形发生器图6-4 基带延迟锁定跟踪环原理框图,进入基带延迟锁定环（DLL）的信号为：,（6-1）,鉴相器是通过扩频序列的相关特性实现，把 和 两个相关值相加，得到具有S形特性的扩频序列同步跟踪鉴相曲线。

图6-5 扩频序列相关特性和鉴相特性,这两个信号通过低通滤波器后在减法器中相减，得到鉴相器的误差信号为：,（6-4）,在图6-4中，信号通过鉴相器乘法器和低通滤波器（LPF）后的输出R1(t)和R2(t)分别为：,假定输入信号r(t)叠加双边功率谱密度为 的高斯白噪声n(t) ，环路滤波器的双边带等效噪声宽度为 ，扩频码 的取值为 ， ，环中噪声为：,分析基带延迟锁定跟踪环的噪声性能,（6-5）,6.4 非相干延迟锁定跟踪环,非相干环使用的鉴相器不要求先产生相干载波，它的鉴相器是能量检测器，对数据调制和载波相位都不敏感图6-6是一个非相干相干延迟锁定跟踪环方框图图6-6 非相干延迟锁定跟踪环原理图,,,,在图6-6中，输入信号的有信息数据扩频序列c(t)调制的射频输入与噪声信号：,（6-9）,（6-10）,上式中的P是接收信号的功率， 是任意的数据相位调制， 是传输延迟，是接收到的随机载波相位，c是载波角频率上式中， 是中频角频率， 是本地振荡器的随机相位，上、下通道的支路增益为 和 6-14）,（6-15）,信号经过平方电路后，为了简化分析码跟踪的性能，我们先忽略噪声影响，且设 ， ,则输出信号为,（6-16）,（6-17）,经过低通滤波器后，中频分量被滤除，超前-滞后延迟支路输出分别为：,（6-19）,（6-20）,则延迟锁定跟踪环的输出误差信号为,其中，,,,将式(6-22)代入式(6-21)，得到 鉴相器特性 为,公式(6-23)可以看出， 是以N为周期的周期函数，上式给出了一个周期内的表达式，在 附近， 是的线性函数，其 延迟锁定鉴相器的S特性曲线如图6-7所示。

分析非相干延迟锁定跟踪环的噪声性能,式(6-14)和(6-15)中的噪声分量经过平方电路、低通滤波器和减法器环路后，环路噪声为,（6-24）,比较式(6-8)，非相干延迟跟踪环由于存在回路的平方运算，其跟踪抖动误差比基带延迟跟踪环更大，非相干跟踪抖动的增大值部分与中频等效噪声带宽 有关，中频等效噪声带宽越大，跟踪抖动就越大输入噪声功率谱密度在环路滤波器 内可以近似认为是常数，为 ，因此均方跟踪抖动为,（6-27）,,6.5 摆动非相干跟踪环,前面我们所讨论的的延迟锁定跟踪环非常在效的实现了码跟踪的任务，因此在扩展频谱系统的扩频序列跟踪中被广泛应用但它存在着延迟锁定鉴相器中两相关支路必需要精确的平衡与电路较为复杂且器件昂贵的问题延迟锁定鉴相器中超前与滞后相关支路不平衡将引起鉴相器S特性曲线的失配；延迟锁定鉴相器的另一个问题是实现电路较为复杂，且大量使用昂贵的电路元件这两个问题在摆动跟踪环(TDL)中都能得到解决，代价是系统的噪声性能会有所下降图6-9 摆动非相干码跟踪环原理框图,设门控切换信号q(t)周期为Tq，波形如图6-9所示，其中Tq/2时间对应于相位超前扩频序列，取值+1，用q1(t)表示；另外的Tq/2时间对应于相位滞后的扩频序列，取值1，用q2(t)表示，则 ，其中,,,（6-28）,图6-10 门控切换信号q(t)的波形图,信号a(t)与q(t)开关状态有关，设支路增益为k，表示如下,（6-31）,根据开关信号 和 的通断作用，抖动跟踪环回路可等效为双相关处理支路的同步跟踪环，如图6-11所示。

图6-11 等效的摆动非相干码跟踪环,分析摆动跟踪环的跟踪性能,在忽略噪声影响的情况下，鉴相器输出的计算与前面延迟锁定跟踪环DLL描述的步骤一样，借助于建立的一个与DLL鉴相器非常类似的图6-11模型，鉴相器的上、下通道在低通滤波器后输出分别为：,,（6-32）,,定义见前面的式(6-18)，则鉴相器输出的误差信号为：,（6-33）,其中鉴相特性 上式说明，摆动跟踪环延迟锁定鉴相器的输出与上一节提到的非相干延迟锁定跟踪环的输出完全一样，具有相同的鉴相特性但是，摆动跟踪环的输入信号r(t)没有通过功率分配器直接加入上、下两个通道，所以进入支路通道的功率值没有1/2降低，而超前支路与滞后支路的相关值对环路滤波器的贡献分别减小一半，正好抵消了由于去掉功率分配器而带来的增大信号功率的好处6-34）,,下面分析摆动跟踪环的噪声性能,为了简化分析，假定输入信号r(t)叠加双边功率谱密度为N0/2的高斯白噪声n(t) ，中频回路滤波器通带很窄，切换信号的开关频率大于环路滤波器的截止频率，且满足 ，这样可忽略通过回路滤波器后落在通频带外的信号分量，则摆动跟踪环延迟鉴相器输出噪声的功率谱密度为 由于摆动跟踪环与非相干延迟锁定跟踪环的压控振荡器(VCO)是相同的，采用相同的回路分析方法，将回路内的噪声折算到闭合回路的输入端，折算系数为 ，且 ，,,,,比较式(6-36)和(6-27)，摆动跟踪环的跟踪抖动要比非相干延迟锁定跟踪环的跟踪抖动大。

在相同的条件下，摆动跟踪环的跟踪抖动比非相干延迟锁定跟踪环跟踪抖动大2.58dB，所以摆动跟踪环的回路电路简单是靠牺牲回路的噪声性能来换取的6-36）,通过回路的闭环传输函数求出回路输出的噪声就是我们所要求解的环路跟踪抖动，同样设环路滤波器的通带宽度为BL，则环路跟踪抖动为,6.6 双摆动非相干跟踪环,双摆动非相干跟踪环原理图如下图双摆动非相干跟踪环鉴相器与非相干延迟锁定跟踪环鉴相器结构不同的是双摆动跟踪环使用两个通道在超前和滞后通道相关器中切换，轮流开关两个支路为了理解双摆动非相干跟踪环是如何消除两个相关支路增益不平衡问题的原理，考虑鉴相器工作在无噪声情况下，忽略鉴相器和带通IF滤波器的码自身噪声和码时钟分量相同条件下，把所有的两个通道间增益不平衡问题归结成跟踪环的转换增益问题前面分析在DLL和摆动跟踪环性能中，都假设两个相关支路增益相等且都为1，现在假设下、下相关支路的增益分别为k1和k2，忽略噪声影响，则延迟锁定鉴相器中两个相关器的输出分别为：,,,,如果两个通道是相同的（即 ），表明双摆跟踪环与非相干延迟锁定跟踪环DLL的性能是相同的；如果两通道不同，环路没有采取抖动措施，即 ，并且没有摆动（即对所有的t， ），表达式(6-39)改写成,,（6-40）,从图6-13可以看出，随着两个相关支路增益差别的增大，引起的跟踪误差会增大。

当两个相关支路的增益相差3dB时，跟踪误差约为0.083Tc 当回路采取抖动措施后，通断信号q(t)交替取+1和1，延迟锁定鉴相器输出表达式(6-39)交替出现的平均值，假设回路已处于同步锁定状态，即 和 是与时间无关的常量，q(t)是方波且它的频率恰好又大于环路滤波器的带宽时，回路滤波器的输出就是q(t)交替取+1和1时式(6-39)的时间平均值，则跟踪误差为：,从式（6-40）中看出，由于 ，当双摆动延迟锁定鉴相器的输出电压为0（即 ）时， 这将导致回路处于锁定同步状态后， 图6-13给出了两组取值 时双摆动跟踪环的鉴相器S特性曲线注意到这两条曲线都不通过原点6-41）,,,双摆动同步跟踪环噪声性能分析,采用抖动措施后，回路内的噪声基本上不发生变化，相关计算方法参考前面非相干延迟锁定跟踪环的分析方法，下面是噪声性能分析结果 （6-42） 令 ，式(6-42)与式(6-24)完全相同，由此可知双抖动同步跟踪回路与非相干延迟锁定跟踪回路具有相同的噪声性能，其跟踪抖动如式（6-27）所示。

双摆动跟踪技术也可以用在其它的双通道相位检测器中6.7 跳频系统跟踪回路,跳频扩展频谱系统的同步码跟踪回路与前面的直接序列扩展频谱系统的码跟踪环类似，在非相干延迟锁定跟踪环中用频率合成器替换相位调制器就成了频率跳变系统的同步跟踪回路，跳频系统的跟踪环原理框图如图6-14所示由于频率合成器的结构复杂且成本较高，通常只用一个频率合成器，利用延迟线产生超前和滞后的码跟踪回路的本地参考信号图6-14中的扩频码产生器产生控制合成器频率的数字信号，在某一个时刻产生器输出k个二进制数字，合成器就能产生2k个频率，构成多频率合成的跟踪回路，下面以相差1码片时宽为例分析跟踪原理上式中， 是第i个时间时隔 内载波的频率； 是载波的随机相位； 是频率合成器的角频率跳变间隔； 是扩频序列决定的跳频图案； 是宽度为Tc的单位脉冲设频率跳变系统采用慢速跳频，跟踪环超前、滞后通道相差一个码片的相位，接收信号是功率为P的带有数据调制的跳频信号和双边谱密度为N0/2的带限高斯白噪声，即,（6-43）,图6-14 跳频系统非相干跟踪环原理图,跳频系统非相干跟踪环跟踪性能,设a1(t)和a2(t)分别是超前和滞后Tc/2的参考信号，两条支路的转换损耗分别。