改进的单级功率因数校正ACDC变换器的拓扑综述.doc

改进的单级功率因数校正AC/DC变换器的拓扑综述梁奇峰，黄少先（华南理工大学电力学院雅达电源实验室，广东 广州 510640 ）摘要：单级功率因数校正（简称单级PFC）由于控制电路简单、成本低、功率密度高在中小功率场合得到了 广泛的应用但是，单级 PFC中存在一些问题，如储能电容电压随输入电压和负载的变化而变化，在输入 高压或轻载时，电容电压可能达到上千伏；变换器的效率低；开关损耗大等缺点介绍了几种改进的拓扑 结构以解决这些问题关键词：功率因数校正； AC/DC变换器；单级1 概述为了减小对交流电网的谐波污染，国内外都制订了限制电流谐波的有关标准（如 IEC1000-3-2 ）因此，要求交流输入电源必须采取措施降低电流谐波含量，提高功率因数目前广泛采用的有源功率因数校 正方法有两种，即两级 PFC和单级PFC两级PFC方案[1]如图1所示，将PFC级输出端与DC/DC变换器相 串联，两级控制电路相互独立pg级—-缓冲■ta—DC.DCACIX'■-題换器图1 两级PFC方案图PFC 级使输入电流跟随输入电压，使输入电流正弦化，提高功率因数，减少谐波含量后接的 DC/DC级实现输岀电压的快速调节。

由于采用两级结构，电路复杂，装置费用高，效率低在小功率应用场合， 两级PFC很不适用因此，研究单级 PFC及变换技术成为电力电子领域中的一项重要课题单级PFC[2][3]将PFC级和DC/DC级组合在一起共用一个开关管和一套控制电路，同时实现对输入电流的整形和对输岀电压的调节 它与两级方案不同的是， 控制电路只调节输岀电压， 保证输岀电压的稳定，流不是正弦波，PF值不如两级方案高，但由于 IEC1000 只对电流谐波含量有要求，对 PF值没有严格的要求，单级PFC变换器的输入电流谐波足以满足 IEC1000成本低，功率密度高因此，单级PFC变换器在小功率场合得到了广泛的应用本文主要对单级 PFC的拓扑进行了分析，指岀了存在的问题，介绍了几种改进的拓扑结构以解决这些问题2 单级隔离式Boost PFC电路的分析及存在的问题典型的单级隔离式 Boost PFC电路如图2所示，该拓扑是由升压型 PFC级和正激式DC/DC变换器组合 而成有源开关S为共享开关，O为缓冲电容通过控制 S的通断，电路同时实现对输入电流的整形和对 输出电压的调节典型的单级隔离式boost PFC 电路rr-N-nr-H-nD>1iLf:3L On=■'J nnd 'hOZArh众所周知，电流断续模式（DCMI的Boost变换器，在固定占空比下电流自动跟随输入电压， 因此，PFC级工作在DCM下可以得到较高的功率因数。

但是，输入和输岀电感电流的峰值较高，增加了有源开关的电 流应力和开关损耗；变换器的效率低；另外电路需要一个更大的 EMI滤波器如果要求减小开关器件的电压、电流应力，那就需要 PFC级工作在电流连续模式（CCMI下，同时可以提高整个变换器的效率并减小 EMIo如在图2的a和b之间加一电感L1,可以使PFC级工作在CCM下对于DC/DC变换器而言，为了提 高变换器的效率，一般工作在 CCM下，因此，占空比不随负载变化当负载变轻时，输岀功率减小，而 PFC 级输入功率同重载时一样，则充入储能电容的容量大于从储能电容抽走的能量，导致储能电容电压上升为了保持输岀电压一致，电压反馈环调节输岀电压，使占空比减小，输入能量也相应减小，这个动态过程 要到输入和输岀功率平衡后才停止负载减小带来的后果是直流总线电压明显上升，也就是电容电压明显 上升，甚至达到上千伏[4]，可以使电容电压低于 450V,但是频降低电容电压通常有两种方法：一种方法就是采用变频控制率变化范围可能高达十倍，不利于磁性元件的优化设计；另一种就是采用变压器绕组实现负反馈 如果PFC级和DC/DC变换器都工作在 CCM下，输出功率减小时，虽然占空比不变，但输入功率也会相应减小，抑制 了储能电容电压的增加，它的效率是最高的，PF值有所降低，但是，很难找到一种拓扌卜完全工作在 CCM下， 设计上也相对复杂。

串联单级 PFC变换器的功率流图如图 3所示，从图中可以看出，功率由输入传送到输 岀，经过了两次变换，效率低图3 串联单级PFC变换器的功率流图因此，单级PFC变换器的主要问题是，在使输入电流谐波满足 IEC1000-3-2和快速调节输出电压的同时，降低电容电压和提高效率；另外单级 PFC变换器工作在硬开关状态时，开关器件承受的电压、电流应力高，因此，开关损耗很大所以，人们提出了用变压器绕组实现负反馈，用软开关技术以及并联 PFC等方法来降低电容电压，开关损耗和提高效率下面介绍几种改进的拓扑以解决这些问题3 几种改进的拓扑介绍3.1 单级并联PFC变换器[1][6][7]如前所述，无论是单级还是两级结构，串联式拓扑结构的效率都较低为了提高变换器的效率，人们提出了并联PFC方法其基本思路如下：假设 PF=1，PFC输入功率与输出功率关系如图 4所示，平均输入功率Pn的68%( R)经过一次功率变换到达负载， 32%的剩余功率(F2)为输入与输岀功率在半个电网周期内的差，经过两次功率变换到达负载 [1]图5为该方法的功率流图，P2经过两次功率变换到达输岀，其余部分Pi经过一次功率变换达到输岀，从而提高了电路效率，并且高于两级和串联单级变换器。

图4 PFC输入功率与输出功率关系图:'lPFCfUAC IX'图5 单级并联PFC方法的功率流图典型的单级Boost PPFC变换器［1］如图6所示，电路在原带隔离变压器 Boost拓扑结构中加入了 D ,Ss及G电路工作时，当检测到输入功率（ Pn）小于输岀功率（F0）时，S5开通，G中的能量释放到输岀，这部分能量为P2当输入功率（Pn）大于输出功率（R）时，S关断，通过控制 S〜S4使多出的能量存入 C因此，电路的控制要实现三个功能，即输入电流控制，输岀电压控制和电容电压控制这种 PPFC变换器的主要优点是效率高由于这三个被控量之间存在耦合关系，所以，控制电路复杂，控制器设计困难； 另外，开关管数目多，成本较高，这些都是该变换器的主要缺点因此，它适用于较大功率场合而不适用 于小功率场合于是文献［6］提出了一种单级反激 PPFC变换器，如图7所示S?_、——i-M u D1图6 单级Boost PPFC变换器图7 单级反激PPFC变换器T i, S, D3, C, R构成电路的主支路，T2及D2组成电路的辅助支路储能电容 CB通过D充电到输入电 压的峰值电压作为辅助支路的输入电压由于两个并联反激支路同时工作，使用二极管 D和D3来防止这两个支路之间产生循环电流。

该变换器由输入电压 Vn和储能电容O同时给负载提供能量尽管输入电压 Vn给负载提供大部分能量但是，当输入电压很小时，负载的能量主要由储能电容 C提供两个变压器可以在DCM或 CCM下工作对于小功率应用，为了提高效率，两个变压器都工作在 DCM下主支路与辅助支路之间的功率分配决定输入电流的谐波含量，而变压器 Ti及T2的电感值决定功率分配所以，通过正确的设计变压器Ti及T2的电感值可以使输入电流的谐波含量满足 IEC1000-3-2的要求该变换器仅用一个有源开关和一个控制环就可快速地调节输岀电压它的主要优点是结构简单、效率高、储能电容电压被箝位，电压值的大小等于输入电压的峰值，对功 率开关管没有产生附加的电压应力另外，在 S开通时，由「直接传递大部分能量到负载，降低了开关管的电流应力，提高了变换器的效率它的主要缺点是元件数目多，成本较高3.2 用变压器绕组实现负反馈的单级 PFC变换器用变压器绕组实现负反馈的单级 PFC变换器［8］如图8所示N为变压器耦合的绕组用变压器绕组N实现负反馈来抑制电容电压 VC当S开通时，VC加在变压器的初级绕组 N，因此，绕 组N上的电压同VC成正比只有当输入整流后的电压大于 N上的电压时，电感 Lb上才有电流；S关断时， Lb上的能量经过D释放到G。

负载变化引起Vc变化，加在Lb上的电压立刻变化，从而改变了输入电流和输入功率，有效地抑制了 乂的增长但N的加入降低了功率因数，增加了电流谐波含量在图8的A和B之间再增加一个绕组 2[3][7]，如图9所示加绕组 2之后，在S关断时，加在电感Lb上的反向电压为 Vc和2上的电压之和减去输入电压，减小了输入功率，从而进一步降低了 Vc,同时，也提高了功率因数N2的选取应该满足 N+2

图10带低频辅助开关的CCM单级PFC变换器辅助开关Sr的驱动波形如图11所示，当输入电压在零附近时，辅助开关 Sr导通，使附加绕组 N短路,从而改善了输入电流的波形，减少了输入电流的谐波含量，提高了功率因数当输入电压大于某一值时，辅助开关管 Sr关断；其余的工作情况与图 8和图9相似辅助开关S在输入电压很小时才导通工作，其余时间不工作因此，流过 S的电流很小，S的功率损耗很小由图 11 知,辅助开关的工作频率为交流电源频率的两倍故在整个工作期间， S的开关损耗很小另外，辅助开关 S的控制电路也很简单由上述分析知，带低频辅助开关的单级 PFC变换器减小了输入电流的谐波含量；提高了功率因数和效率；降低了电容电压图11 辅助开关Sr的驱动波形辅助开关Sr也可以放在其他位置，得到不同的拓扑结构，如图 12所示图12(a)所示的电路使L1旁路，也就是说，输入电压在零附近时，导通开关 S，使L1短路，电路工作在 DCM下，从而增加了输入电流，这种方法不能消除输入电流的死角因此，与图 10的电路相比，图12(a)的电路的输入电流的畸变更大10的电路相比,S另外一种实现方式如图 12(b)所示，使L1和N都旁路，也就是说，输入电压在零附近时，导通开关 S，使L1和N都短路。

这种方法可以完全消除输入电流的死角，提高功率因数但是，与图图12(b)电路中的储能电容电压更高因为，图 12(b)电路有一小部分时间工作在 DCM下另外，该方法也可以应用在其他的DCM/CC单级PFC变换器中，如图13所示的带低频辅助开关的 DCM单级PFC变换器(b) 使Li和N都旁路图12 S r不。