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5角度调制与解调.ppt

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    • 第第 5 章 角度调制与解调电路章 角度调制与解调电路概 述概 述5.1  角度调制信号的基本特性角度调制信号的基本特性5.2  调频电路调频电路5.3  调频波解调电路调频波解调电路5.4  数字调制与解调电路数字调制与解调电路 概 述概 述频谱变换频谱变换1..频谱搬移:振幅调制、解调、混频频谱搬移:振幅调制、解调、混频2.非线性变换:角度调制与解调.非线性变换:角度调制与解调频谱变换电路频谱变换电路频谱搬移电路频谱搬移电路频谱非线性变换电路频谱非线性变换电路功功  能能用用  途途输入信号频谱沿频输入信号频谱沿频率轴搬移率轴搬移输入信号的频谱做特定输入信号的频谱做特定的非线性变换的非线性变换调幅、检波、混频调幅、检波、混频角度调制与解调电路角度调制与解调电路特特  点点位位  置置两信号仅在频谱线上两信号仅在频谱线上移动,不产生与原频移动,不产生与原频谱无关的频谱分量谱无关的频谱分量频频谱谱变变换换,,将将产产生生新新的丰富的频谱分量的丰富的频谱分量第第 4 章章第第 5 章章 5.1  角度调制信号的基本特性角度调制信号的基本特性5.1.1  调频信号和调相信号调频信号和调相信号5.1.2  调角信号的频谱调角信号的频谱5.1.3  调角信号的频谱宽度调角信号的频谱宽度5.1.4  小结小结 1..角度调制角度调制( (调角调角) )( (1) )调频调频( (FM) )::载波信号的载波信号的频率频率按调制信号规律变化按调制信号规律变化( (2) )调相调相( (PM) )::载波信号的载波信号的相位相位按调制信号规律变化按调制信号规律变化 两种调制方式均表现为载波信号的瞬时相位受到调变, 两种调制方式均表现为载波信号的瞬时相位受到调变,故统称为故统称为角度调制角度调制,简称,简称调角调角。

          调角优点:抗干扰能力强调角优点:抗干扰能力强 缺点:频谱宽度增加缺点:频谱宽度增加2..两种调制信号的基本特性两种调制信号的基本特性载波一般式:载波一般式:v = Vmcos (t) 矢量表示,矢量表示,Vm ::矢量的长度矢量的长度,, (t) ::矢量转动的瞬矢量转动的瞬时角度时角度( (类似于圆周运动中的角位移类似于圆周运动中的角位移) ) 5.1.1  调频信号和调相信号调频信号和调相信号 ( (1) )调幅信号调幅信号矢量长度矢量长度::Vm0 上叠加调制信号信息;上叠加调制信号信息;Vm = Vm0 + kav (t)  矢量角频率 矢量角频率:恒为:恒为  c c ,,即即 故,调幅信号表达式为故,调幅信号表达式为v(t) = [Vm0 + kav (t)] cos( ct +  0) ka ::比例常数比例常数;; 0 ::起始相角起始相角;; v (t) ::调制信号电压调制信号电压 ( (2) )调相信号调相信号矢量长度矢量长度:恒值:恒值 Vm  瞬瞬时时相相角角::在在  ct 上上叠叠加加按按调调制制信信号号规规律律变变化化的的附附加加相相角角   (t) = kpv (t) 调相信号表达式调相信号表达式 v(t) = Vmcos[ ct + kpv (t) + 0]kp :: 比例常数比例常数,单位,单位: : rad/V瞬时角频率:即瞬时角频率:即  (t) 的时间导数值为的时间导数值为按调制信号的时间导数值规律变化。

      按调制信号的时间导数值规律变化 ( (3) )调频信号调频信号矢量长度:恒值矢量长度:恒值 Vm 转转动动角角速速度度::在在载载波波角角频频率率 c上上叠叠加加按按调调制制信信号号规规律律变变化化的的瞬瞬时时角角频频率率   (t) = kfv (t) 调调频频信信号号的的一一般般表表达达式式 kf ::比例常数比例常数,单位为,单位为 rad/s V Vmcos[ ct + kf                        +  0]类型类型物理量物理量Vm (t) (t)v(t)调调 幅幅 信信 号号调调 频频 信信 号号调调 相相 信信 号号Vm0 + kav (t) c ct +  0[Vm0 + kav (t)] cos( ct +  0)恒恒 值值  c + kfv (t)恒恒 值值 ct + kpv (t) + 0Vmcos[ ct + kpv (t) + 0]3..三种调制方法的基本特性,调频、调相的比较三种调制方法的基本特性,调频、调相的比较调频信号可以看成调频信号可以看成   (t)按调按调制信号的时间积分值规律变化制信号的时间积分值规律变化的调相信号的调相信号调相信号可看成调相信号可看成   (t)按调制按调制信号的时间导数值规律变化的信号的时间导数值规律变化的调频信号调频信号相相   同同调调 频频 信信 号号调调 相相 信信 号号 (t) 和和  (t) 都同时变化都同时变化  (t )随调制信号规律线性变随调制信号规律线性变化化  (t)随调制信号规律线性变化随调制信号规律线性变化联联   系系区区   别别 4..调频与调相指数调频与调相指数 设单音调制设单音调制,, v (t) = V mcos  t ( (1) )调频调频①①  (t) = =  c + + kfV mcos  t = =  c  + +   mcos  t式式中中::   m = 2fm = kfV m ,,最最大大角角频频偏偏,,与与调调制制信号振幅信号振幅 V m 成正比;成正比;②②  (t) = =  ct +              sin  t + +  0 = =  ct + + Mfsin  t + +  0Mf = kfV m/  = ,,调频指数调频指数,与调频波的最,与调频波的最 大相移与大相移与 V m 成正比,与成正比,与   成反比,其值可大于成反比,其值可大于 1。

      ③③ v(t) = Vmcos[ ct + Mf sin  t + 0] 按按调制信号对时间的调制信号对时间的积分值变化的调相信号积分值变化的调相信号 ( (2) )调相调相  ①①   (t) = =  ct + + kpV mcos  t + +  0 = =  ct + + Mpcos  t + +  0        式中,式中, Mp = = kpV m::调相指数调相指数,,与与 V m  成正比成正比;;②②   (t) = =  c- - Mp  sin  t = =  c - -   msin  t 最大角频偏最大角频偏   m = = Mp  = = kpV m  ,,与与 V m   成正比③③ v (t) = Vmcos( ct + + Mpcos  t + +  0) 按按调制信号对时间的导数值变化的调频信号调制信号对时间的导数值变化的调频信号   单单音音调调制制时时,,尽尽管管两两种种已已调调信信号号的的   (t) 和和    (t) 均均为简谐波,但为简谐波,但    m  随随 V m 和和   的变化规律不同。

      的变化规律不同当当 V m 一定,一定,  由小增大时:由小增大时:  FM 中中的的   m ( ( = kf V m ) )不不变变,,而而 Mf ( (= kfV m/  ) )随随   成反比地减小成反比地减小  PM 中中的的 Mp ( (= kpV m) )不不变变,,而而   m ( ( = Mp  ) )呈呈正正比比地增加     两种已调波均有含义截然不同的两种已调波均有含义截然不同的三个频率参数:三个频率参数:    载波角频率载波角频率  c ::瞬时角频率变化的平均值瞬时角频率变化的平均值  调制角频率  调制角频率   :瞬时角频率变化的快慢程度瞬时角频率变化的快慢程度  最大角频率  最大角频率   m ::瞬时角频率偏离瞬时角频率偏离  c 的最大值的最大值 5.1.2  调角信号的频谱调角信号的频谱1..单音调频信号的频谱单音调频信号的频谱  单单音音调调制制时时,,两两种种已已调调信信号号中中的的    (t) 均均为为简简谐谐波波,,因而它们的频谱结构是类似的因而它们的频谱结构是类似的。

            以单音调制调频信号以单音调制调频信号v(t) = = Vmcos( ct + + Mfsin t +  0) 为例,用指数函数表示为例,用指数函数表示v(t) = = Vmcos( ct + + Mfsin  t +  0)                 是是   的周期性函数,它的傅里叶级数展开式为的周期性函数,它的傅里叶级数展开式为式中式中是宗数为是宗数为 Mf  的的 n 阶第一类贝塞尔函数阶第一类贝塞尔函数,它满足等式,它满足等式Jn(Mf) =因而,调频波的傅里叶级数展开式为因而,调频波的傅里叶级数展开式为v(t) = VmRe[          (Mf)ej( ct+n t+ 0)]        = Vm                          cos[( c+n )t+ 0] v(t) = Vm                          cos[( c+n )t+ 0]   = VmJ0(Mf)cos ct 载频载频   + VmJ1(Mf)[ cos( c +  )t - - cos( c - -  )t]   第一对边频第一对边频   + VmJ2(Mf)[cos( c+ 2 )t + cos( c - - 2 )t] 第第二二对对边边频频   + VmJ3(Mf)[cos( c+3 )t - - cos( c- - 3 )t]   第第三三对对边边频频   +    该该式式表表明明,,单单音音调调频频信信号号的的频频谱谱由由载载波波分分量量和和无无数数对对边边频频分量分量组成组成( (已不是信号频谱的不失真搬移已不是信号频谱的不失真搬移) )。

        其其中中,,n为为奇奇数数的的上上、、下下边边带带分分量量的的振振幅幅相相等等,,极极性性相相反反;;而而n为偶数的上、下边频分量的振幅相等,极性相同为偶数的上、下边频分量的振幅相等,极性相同为简化,令为简化,令  0 = 0,则,则   载载波波和和各各边边频频分分量量振振幅随幅随 Mf  而变化  Mf =  2.40,, 5.52,,8.65,,··· 时时,,载载波波分分量量振振幅幅等等于于零零;;而而当当 Mf 为为某某些些其其他他特特定定值值时时,,又又可可使使某某些些边边频频分分量量振振幅等于零幅等于零  当当 Mf = 0.5,,1,,5 时调频信号频谱:时调频信号频谱:   ①① 频频谱谱不不再再是是调调制制信信号号频频谱谱的的简简单单搬搬移移,,而而是是由由载载波波分分量量和和无无数数对对边边频频分分量量所所组组成成,,每每一一边频之间相隔边频之间相隔 Ω   ②② n 为为奇奇数数的的上上、、下下边边频频分分量量振振幅幅相相等等,,极极性性相相反反;;而而 n 为偶数的上、下边频分量振幅相等,极性相同为偶数的上、下边频分量振幅相等,极性相同   ③③ n 次次边边频频分分量量的的振振幅幅与与贝贝塞塞尔尔函函数值数值 Jn(Mf) 成比例。

      成比例   ④④ 载载波波与与各各边边频频分分量量的的振振幅幅均均与与调调频频指指数数 Mf 有有关关Mf 越越大大,,有有效效边边频频分量越多分量越多  ⑤⑤ 对对于于某某些些 Mf 值值,,载载波波或或某某边边频频振幅振幅为为零 2..调频信号的平均功率调频信号的平均功率 根根据据帕帕塞塞瓦瓦尔尔定定理理,,调调频频信信号号的的平平均均功功率率等等于于各各频频谱谱分分量量平均功率之和,在单位电阻上,其值为平均功率之和,在单位电阻上,其值为由由第一类贝塞尔函数第一类贝塞尔函数的特性:的特性:                            即即当当 Vm 一一定定时时,,调调频频波波的的平平均均功功率率等等于于未未调制时的载波功率,其值与调制时的载波功率,其值与 Mf  无关    改改变变 Mf  可可引引起起载载波波分分量量和和各各边边频频分分量量之之间间功功率率的的重重新新分配,但不会引起总功率的改变分配,但不会引起总功率的改变    而而调调幅幅信信号号平平均均功功率率不不仅仅与与 Vm 还还与与 Ma 有有关关,,且且随随着着 Vm  和和 Ma  增大而增大增大而增大 1..调角信号的频宽调角信号的频宽 调角信号包括无限多对边频分量,频谱宽度应无限大。

      调角信号包括无限多对边频分量,频谱宽度应无限大  当当 M( (Mf  或或 Mp ) )一一定定时时,,随随着着 n 的的增增加加,, Jn(M) 虽虽有有起起伏伏,,但其总趋势减小但其总趋势减小                    特特别别当当 n > M 时时,,Jn(M) 的的数数值值已已很很小小且随且随 n 的增加迅速下降的增加迅速下降                        因因此此,,若若忽忽略略振振幅幅小小于于  Vm( (   为为某某一一小小值值) )的的边边频频分分量量,,则则调调角角信信号号实实际际占占据据的的有有效效频频谱谱宽宽度度是有限的,其值为是有限的,其值为 BW  = 2LF     L::有效上边频有效上边频( (或下边频或下边频) )分量的数目,分量的数目,F::调制频率调制频率    在在高高质质量量通通信信系系统统中中,,取取   = 0.01,,即即边边频频分分量量幅幅度度小小于未调制前振幅于未调制前振幅 Vm 的百分之一,相应的的百分之一,相应的 BW   用用 BW0.01表示;表示;    在在中中等等质质量量通通信信系系统统中中,,取取   = 0.1,,即即Vm 的的十十分分之之一一,,相应的相应的 BW   用用 BW0.1 表示。

      表示5.1.3  调角信号的频谱宽度调角信号的频谱宽度 图图 5- -1- -5  L 随随 M 的变化特性的变化特性  根根据据图图 5- -1- -4 画画出出的的   = 0.01,,  = 0.1 时时 L 随随 M 变变化化曲曲线线如图所示如图所示2..卡森公式卡森公式   若若 L 不不是是正正整整数数,,则则应应用用大大于于并并最最靠靠近近该值的正整数取代该值的正整数取代  当当 n > M + 1 时时,,Jn(M) 恒恒小小于于 0.1因因此此,,为为了了方方便便起起见,调角信号的有效频谱宽度可用见,调角信号的有效频谱宽度可用卡森公式卡森公式进行估算进行估算BWCR = 2(M + 1)F计算发现,计算发现,BWCR 介于介于 BW0.1 与与 BW0.01 间,接近间,接近 BW0.1 当当 M << 1 时时,,有有 BWCR   2F ,,其其值值近近似似为为调调制制频频率率的的两倍,相当于调幅波的频谱宽度两倍,相当于调幅波的频谱宽度  这这时时,,调调角角信信号号的的频频谱谱由由载载波波分分量量和和一一对对幅幅值值相相同同,,极极性相反的上、下边频分量组成,称性相反的上、下边频分量组成,称窄带调角信号窄带调角信号。

          M >> 1 时:有时:有 BWCR   2MF = 2 fm  ( (M =           ) ) 称为称为宽带调角信号宽带调角信号讨论:讨论:  ①① 作作为为调调频频信信号号时时,,由由于于  fm 与与 V m  成成正正比比,,因因而而,,当当 V m 即即  fm  一定时,一定时,BWCR 也就一定,与也就一定,与 F 无关  ②② 作作为为调调相相波波时时,,由由于于  fm = MPF ,,其其中中 MP 与与 V m  成成正正比比( (MP = = kpV m) ),,因因而而当当 V m 一一定定时时,, BWCR 与与 F 成成正正比比的增加 3..复杂调制信号频宽复杂调制信号频宽  若若调调制制信信号号为为复复杂杂信信号号,,则则调调角角信信号号的的频频谱谱分分析析十十分分繁繁琐琐但但是是,,实实践践表表明明,,复复杂杂信信号号调调制制时时,,大大多多数数调调频频信信号号占占有有的的频频谱谱宽宽度度仍仍可可用用单单音音调调制制时时的的公公式式表表示示,,仅仅需需将将其其中中的的 F 用用调调制制信信号号中中最最高高调调制制频频率率 Fmax 取取代代,, fm 用用最最大频偏取代。

      大频偏取代  例例 1::在在调调频频广广播播系系统统中中,,按按国国家家标标准准规规定定 ( fm)max = 75 kHz,, Fmax = 15 kHz,,通过计算求得通过计算求得BW0.01= 2LFmax = 2   8   15 kHz = 240 kHz故实际选取的频谱宽度为故实际选取的频谱宽度为 200 kHz,,即二值的折中值即二值的折中值  例 例 2:利用近似公式计算以下情况的调频波的频带宽度利用近似公式计算以下情况的调频波的频带宽度 ( (1) )  fm = 75 kHz,, Fmax = 0.1 kHz,, ( (2) )  fm = 75 kHz,, Fmax = 1 kHz,, ( (3) )  fm= 75 kHz,, Fmax = 10 kHz   解:解: BWCR = 2(M + 1)F = 2(  fm + F ) ( (1) ) BWCR= 2   (75 + 0.1) kHz   150 kHz( (2) ) BWCR= 2   (75 + 1) kHz = 152 kHz( (3) ) BWCR= 2   (75 + 10) kHz = 170 kHz尽管调制频率变化了尽管调制频率变化了100 倍,但频带宽度变化很小。

      倍,但频带宽度变化很小 5.1.4  小结小结 ①① 调调频频和和调调相相是是两两种种幅幅度度 Vm  恒恒定定的的已已调调信信号号,,它它们们的的平平均均功功率率 Pav 仅仅取取决决于于 Vm,,而而与与 Mf ( (或或 Mp) )无无关关故故发发射射时时,,可可采采用用高高效效率率的的丙丙类类谐谐振振功功率率放放大大器器将将它它放放大大到到所所需需的的发发射射功功率率,,而而在在接接收收这这些些已已调调信信号号时时将将呈呈现现出出很很强强的抗干扰能力的抗干扰能力  ②② 调调频频和和调调相相均均是是由由无无限限频频谱谱分分量量组组成成的的已已调调信信号号,,它它没没有有确确定定的的频频谱谱宽宽度度,,工工程程上上根根据据一一个个准准则则来来确确定定有有效效的频谱宽度,且其值与的频谱宽度,且其值与 M 的大小密切相关的大小密切相关  ③③ 调调频频调调相相均均为为频频谱谱非非线线性性变变换换的的已已调调信信号号,,因因此此,,理理论论上上,,它它们们的的调调制制与与解解调调电电路路均均不不能能采采用用相相乘乘器器和和相相应应的的滤滤波波器器所所组组成成的的电电路路模模型型来来实实现现。

      但但工工程程上上,,在在做做某某些些近近似似后后,,相相乘乘器器仍仍可可作作为为构构成成电电路路的的主主要要器器件件( (例例::矢量合成法调相电路、乘积型鉴相电路矢量合成法调相电路、乘积型鉴相电路) ) 5.2  调频电路调频电路5.2.1  调频电路概述调频电路概述5.2.2  直接调频直接调频5.2.3  张弛振荡电路实现直接调频张弛振荡电路实现直接调频5.2.4  间接调频电路间接调频电路——调相电路调相电路5.2.5  扩展最大频偏的方法扩展最大频偏的方法 5.2.1  调频电路概述调频电路概述一、一、直接调频和间接调频直接调频和间接调频1..直接调频直接调频( (1) )定义定义  调调制制信信号号直直接接控控制制振振荡荡器器的的振振荡荡频频率率,,使使其其不不失失真真地地反映调制信号的变化规律反映调制信号的变化规律 (2) )被控的振荡器种类被控的振荡器种类①① LC、、晶体振荡器晶体振荡器( (产生调频产生调频正弦波正弦波) );;  ②②张张弛弛振振荡荡器器( (产产生生调调频频非非正正弦弦波波,,可可通通过过滤滤波波等等方方式式将调频非正弦波变换为调频正弦波将调频非正弦波变换为调频正弦波) )。

      2..间接调频间接调频( (1) )定义定义通过调相实现调频的方法通过调相实现调频的方法 ( (2) )方法方法 将将调调制制信信号号进进行行积积分分,,用用得得到到的的值值进进行行调调相相,,便便得得到到所所需的调频信号需的调频信号图图 5- -2- -1  ①①正正弦弦波波振振荡荡器器产产生生角角频频率率为为  c 的的载载波波电电压压 Vmcos ct,,通通过过调调相相器器后后引引入入一一个个附附加加相相移移  ( c),,即即  vO(t)  =  Vmcos[ ct  + ( c)]  ②②若若附附加加相相移移受受到到 v (t) 的的积积分分值值[k1                        ]的的控控制制,,则输出的调制信号为则输出的调制信号为vO(t) = Vmcos[ ct +kpk1                         ]与调频波的表达式与调频波的表达式 形式相同形式相同vO(t) = Vmcos[ ct +kf                         ] vO(t) = Vmcos[ ct +kf                         ]当当 v (t) = V mcos  t 时,上式可表示为时,上式可表示为vO(t) = = Vmcos( ct + Mfsin  t)vO(t) = Vmcos[ ct + kpk1                            ]式中,式中,Mf = = kp(k1V m/ ) =   m/ ,,  m = kpk1V mMf::调频指数,与调制信号振幅调频指数,与调制信号振幅 V m  成正比。

      成正比  调调相相器器是是实实现现间间接接调调频频的的关关键键,,其其作作用用是是产产生生受受调调制制信信号振幅号振幅 V m 线性控制的附加相移线性控制的附加相移  ( c) 优点:调相电路的实现比较灵活优点:调相电路的实现比较灵活 二、调频电路的性能要求二、调频电路的性能要求1.调频特性.调频特性    ( (1) )定义定义  描描述述瞬瞬时时频频率率偏偏移移  f ( (= f - - fc) ) 随随调调制制电电压压 v  变变化化的的特特性 ( (2) )特性特性如图如图 5- -2- -2 所示所示 (3) )要求要求  在在特特定定调调制制电电压压范范围围内内是是线性的 2..调频灵敏度调频灵敏度( (1) )定义定义原点上的斜率原点上的斜率  单单位位为为 Hz/V,, SF 越越大大,,调调制制信信号号对对瞬瞬时时频频率率的的控控制制能力就越强能力就越强 (2) )要求要求  当当 v (t) = V mcos  t 时时,,画画出出的的  f(t) 波波形形如如图图 5- -2- -2 所示图中,所示图中, fm 即即为调频信号的最大频偏。

      为调频信号的最大频偏 3..调频特性的非线性调频特性的非线性( (1) )中心频率偏离量中心频率偏离量  若若调调频频特特性性非非线线性性,,则则由由余余弦弦调调制制电电压压产产生生的的  f(t)为为非余弦波形,它的傅里叶级数展开式为非余弦波形,它的傅里叶级数展开式为 f(t) =  f0 +  fm1cos  t +  fm2cos2  t +  式式中中,, f0 = f0 – – fc 为为  f(t) 的的平平均均分分量量,,表表示示调调频频信信号号的的中心频率由中心频率由  fc  偏离到偏离到  f0  ,,称为称为中心频率偏离量中心频率偏离量 (2) )非线性失真系数非线性失真系数评价调频特性非线性的参数为评价调频特性非线性的参数为4..中心频率准确度和稳定度中心频率准确度和稳定度  使使接接收收机机正正常常接接收收所所必必须须满满足足的的重重要要性性能能指指标标,,否否则则,,将造成信号失真,并干扰邻近电台信号将造成信号失真,并干扰邻近电台信号 5.2.2 在正弦振荡器中实现 在正弦振荡器中实现直接调频直接调频一、工作原理及其性能分析一、工作原理及其性能分析1..工作原理工作原理  将将可可变变电电抗抗器器件件接接入入 LC 振振荡荡回回路路中中,,其其电电容容或或电电感感量量受调制信号控制,便可实现调频。

      受调制信号控制,便可实现调频2..可变电抗器件的种类可变电抗器件的种类  ②② 铁铁氧氧化化磁磁芯芯绕绕制制的的线线圈圈电电感感可可变变器器件件,,用用在在扫扫频频仪仪中中,,改改变变通通过过附附加加线线圈圈的的电电流流可可控控制制磁磁场场的的变变化化,,使使磁磁芯导磁率变化,从而改变主线圈的电感量芯导磁率变化,从而改变主线圈的电感量  ①① 驻驻极极体体话话筒筒或或电电容容式式话话筒筒电电容容可可变变器器件件用用于于便便携携式式调调频频发发射射机机,,将将声声波波的的强强弱弱变变化化转转换换为为电电容容量量的的变变化化接接入入振振荡荡回回路路当当中中,,可可得得瞬瞬时时频频率率按按讲讲话话声声音音强强弱弱变变化化的调频信号的调频信号   ③③ 变变容容二二极极管管利利用用 PN 结结反反偏偏呈呈现现的的势势垒垒电电容容而而构构成成,,应用最为广泛应用最为广泛优  点:工作频率高、固有损耗小、使用方便优  点:工作频率高、固有损耗小、使用方便接入方法:全接入、部分接入接入方法:全接入、部分接入  1..变变容容二二极极管管作作为为振振荡荡回回路路总总电电容容的直接调频电路的直接调频电路( (1) )原理电路原理电路 为为 LC 正弦振荡器中的谐振回路。

      正弦振荡器中的谐振回路  Cj ::变容二极管的结电容,与变容二极管的结电容,与 L 共同构成共同构成振荡器的振荡回路振荡器的振荡回路( (全接入全接入) )振荡频率近似振荡频率近似等于回路的谐振频率,即等于回路的谐振频率,即 osc  0= ( (2) )性能分析性能分析①① 归一化调频特性曲线方程归一化调频特性曲线方程  已知变容二极管结电容  已知变容二极管结电容的的变容特性变容特性  VB ::PN 结的内建电位差,结的内建电位差,Cj(0)::v = 0时的结电容,时的结电容, n:变容指数,由:变容指数,由PN结工艺结构定,在结工艺结构定,在1/3 1/3 ~ 6 之间 变容二极管总电压 变容二极管总电压 v = -(-( VQ + v  ),,且且| |v  | | < VQ,,代入代入 ( (5- -2- -8) ) ( (5- -2- -8) ) 式中,                 式中,                  ( (5- -2- -9) )CjQ 为变为变容二极管在静态工作点容二极管在静态工作点 Q 上的结电容上的结电容,, x 为为归一化归一化的调制信号电压的调制信号电压,其值,其值恒小于恒小于 1。

      将将 Cj 代代入入  osc     0 =            中,得中,得( (5- -2- -10) )式中, 式中,     为    为 v  = 0 的振荡的振荡( (载波载波) )角频率,角频率,与与 VQ 有关  ( (5- -2- -10) ) 上上式式为为归归一一化化调调频频特特性性曲曲线线方方程程,,反反映映了了振振荡荡角角频频率率  osc 随随 x( (即即 v  ) )变化的关系式变化的关系式  ②② 归归一一化化调调频频特特性性曲曲线线::指指数数 n 不不同同,, f / fc 随随 x 变变化的曲线化的曲线    f / fc 随随 x 变变化化的的曲曲线线如如图图 5- -2- -4 所所示示 ,,可可见见,,除除 n = 2 外外,,调调频频特特性性曲曲线线均均为为非非线线性曲线图图 5- -2- -4 归一化调频特性曲线 归一化调频特性曲线   因因此此,,变变容容二二极极管管作作为为振振荡荡回回路路总总电电容容,,应应选选用用 n = 2 的的超超突突变变结结变变容容管管。

      否否则则,,调调制制器器将将出出现现非非线线性性失失真真,,或或使使中中心心频频率率偏偏离离  c c 值③ ③ 直接调频电路的性能直接调频电路的性能   当当 v (t) = V mcos  t 时时,,归归一化调制信号电压一化调制信号电压 其其中中,,m = V m /( (VQ + VB),,若若设设m足足够够小小,,可可以以忽忽略略式式( (5- -2- -10) )级数展开式中,级数展开式中,x的三次方及其以上各次方项,的三次方及其以上各次方项,图图 5- -2- -4 归一化调频特性曲线 归一化调频特性曲线 将将                        代入,利用代入,利用可求得调频波的:可求得调频波的:A..最大频偏最大频偏B..中心频率偏移中心频率偏移  c 的数值的数值得得 C..二次谐波分量的最大角频偏二次谐波分量的最大角频偏D..调频波的二次谐波失真系数调频波的二次谐波失真系数E..中心角频率的相对偏离值中心角频率的相对偏离值 ( (3) )讨论讨论     ①①变容二极管选定,变容指数变容二极管选定,变容指数 n则则定,增大定,增大 m可增大相对可增大相对频偏,频偏, 但同时增大了但同时增大了非线性失真系数非线性失真系数 kf2和和中中心频率偏移心频率偏移  c c( )( )  故故,,最最大大相相对对频频偏偏受受 kf2 和和   c c 的的限限制制。

      在在满满足足 kf2 和和   c c的条件下,提高的条件下,提高  c 可以增大调频波的最大角频偏值可以增大调频波的最大角频偏值   m②② 当当 n = 2 时,时,  c = 0,,  2m = 0,,实现不失真调频实现不失真调频  ③③ 变变容容二二极极管管由由 PN 结结组组成成,,其其性性能能受受温温度度影影响响较较大大,,为减少影响,可采用为减少影响,可采用部分接入部分接入电路 2..变容二极管部分接入振荡回路的直接调频电路变容二极管部分接入振荡回路的直接调频电路  ( (1) )原理电路原理电路 变容二极管部分接入的振荡回路 变容二极管部分接入的振荡回路 (2) )性能分析性能分析回路总电容为回路总电容为代入,则代入,则相应的调频特性方程相应的调频特性方程 ( (3) )讨论讨论 若将回路总电容视作一个等效的变容二极管,则等效变 若将回路总电容视作一个等效的变容二极管,则等效变容指数容指数 n 必将小于变容二极管指数,故为实现线性调频:必将小于变容二极管指数,故为实现线性调频:  ①① 必必须选用须选用 n 大于大于 2 的变容二极管。

      的变容二极管  ②② 正确选择正确选择 C1 和和 C2  的大小  部分接入,结电容仅为回路总电容的一部分,对振荡频部分接入,结电容仅为回路总电容的一部分,对振荡频率的调变能力比全部接入低率的调变能力比全部接入低由图:由图:C2  主要影响低频区主要影响低频区   的调制特性曲线   的调制特性曲线 C1 主要影响高频区的调频特性线主要影响高频区的调频特性线部分接入,最大角频偏:部分接入,最大角频偏:式中式中p = (1 + p1)(1 + p2 + p1 p2) p1 = CjQ / C2,, p2 = C1 / CjQ比较全部接入最大角频偏:比较全部接入最大角频偏: 可见,减小了可见,减小了 1/p,,而而 p 恒大恒大 于于 1  当当 CjQ 一一定定时时,,C2 越越小小,,P1 越越大大;;C1 越越大大,,P2 越越大大,,其结果都使其结果都使 p 值增大,因此值增大,因此   m  越小 二、电路组成二、电路组成  控控制制电电路路的的接接入入原原则则::既既可可将将 VQ 和和 v  加加到到变变容容二二极极管管上上,,实实现现控控制制作作用用,,又不影响振荡器的正常工作。

      又不影响振荡器的正常工作L1::高频扼流圈,对高频开路,对直流和调制频率短路高频扼流圈,对高频开路,对直流和调制频率短路C2::高频滤波电容,对高频短路,对调制频率开路高频滤波电容,对高频短路,对调制频率开路  C1::隔隔直直电电容容对对高高频频短短路路,,对对调调制制频频率率开开路路,,VQ 和和 v  可有效加到变容二极管上可有效加到变容二极管上  ①① 对对于于高高频频,,由由于于 L1 开开路路、、C2 短短路路,,因因而而是是由由 L 和和 Cj  组成的振荡电路,不受控制电路影响组成的振荡电路,不受控制电路影响  ②② 对对于于直直流流和和调调制制频频率率,,C1 阻阻断断,,因因而而 VQ 和和 v  可可有有效效地加到变容二极管上,不受振荡回路影响地加到变容二极管上,不受振荡回路影响 ( (1) )中心频率为中心频率为 140 MHz 的变容二极管直接调频电路的变容二极管直接调频电路①① T 的直流偏置:的直流偏置:     双电源供电双电源供电②② 振荡电路变容管全接振荡电路变容管全接入的电感三点式入的电感三点式 ③③ D 的直流偏置的直流偏置④④ 调制信号接入调制信号接入   型滤波型滤波 ( (2) ) 中心频率为中心频率为 90 MHz 的直接调频电路的直接调频电路  ①① 振振荡荡电电路路::变变容容管管部部分分接接入入、、电电容三点式容三点式  ② ② 变变容容管管控控制制电电路路  ③ ③ 调调制制电电路路::v (t) 经经 47  F 隔隔直直电电容容和和 47  H 高高频频扼扼流流圈圈加加到到变变容容管管上上 ( (3) ) 100 MHz 晶体振荡器的变容二极管直接调频电路晶体振荡器的变容二极管直接调频电路T1::音频放大器;音频放大器; T2 ::皮尔斯晶体振荡器皮尔斯晶体振荡器谐振回路:调谐在三次谐波谐振回路:调谐在三次谐波 5.2.4  间接调频电路间接调频电路——调相电路调相电路实现间接调频电路的关键:调相电路。

      实现间接调频电路的关键:调相电路图图 5- -2- -1实现方法:实现方法:矢量合成法矢量合成法可变相移法可变相移法可变时延法可变时延法一、矢量合成法调相电路一、矢量合成法调相电路( (1) )原理原理单音调制时,调相信号的表达式为单音调制时,调相信号的表达式为vO(t) = Vmcos( ct + Mpcos  t)= Vmcos ct cos(Mpcos  t) - - Vmsin ct sin(Mpcos  t) vO(t) = Vmcos( ct + Mpcos  t)= Vmcos ct cos(Mpcos  t) - - Vmsin ct sin(Mpcos  t)当当 Mp < ( /12),,窄带调相时,窄带调相时,cos(Mpcos  t)   1,,sin(Mpcos  t)   Mpcos  t,,由此产生的误差小于由此产生的误差小于 3%vO(t) =Vmcos ct cos(Mpcos  t) - - Vmsin ct sin(Mpcos  t)  Vmcos ct - -Vm Mpcos  t sin ct  近近似似由由载载波波信信号号( (Vmcos ct) )和和双双边边带带信信号号 ( (Vm Mp cos  t sin  ct) )叠叠加加而而成成。

      用用矢矢量量表表示示,,两两矢矢量量相相互互正正交交,,其其中中双双边带信号矢量的长度按边带信号矢量的长度按 VmMpcos  t 的规律变化的规律变化 ( (2) )实现模型实现模型                            ( (a) )                              ( (b) )图图 5- -2- -19 矢量合成法调谐电路的实现模型及其矢量合成原理 矢量合成法调谐电路的实现模型及其矢量合成原理( (a) )实现模型  实现模型  ( (b) )矢量合成原理矢量合成原理  如如图图 5- -2- -19 所所示示,,设设 AM = 1,,原原理理上上,,这这种种方方法法只只能能不失真地产生不失真地产生 Mp < ( /12) 的窄带调相波的窄带调相波vo(t)   Vmcos ct - -Vm Mpcos  t sin ct 窄窄带带调调相相波波就就是是这这两两个个正正交交矢矢量量合合成成的的产产物物,,故故称称之之为为矢量合成法矢量合成法 二、可变相移法调相电路二、可变相移法调相电路1..实现原理实现原理  载载波波电电压压 Vmcos ct 通通过过可可控控相相移移网网络络[ [这这个个网网络络在在  c  上上产产生生的的相相移移  ( c) 受受调调制制电电压压的的控控制制] ],,且且呈呈线线性性关关系系即即  ( c) = kpv (t) = Mpcos  t,,其其输输出出电电压压便便为为所所需需的的调调相相波波,,即即  vo(t)  =  Vmcos[ ct +  ( c)]  = Vmcos( ct + Mpcos t)2..实现方法实现方法——变容二极管调相电路变容二极管调相电路( (1) )原理图原理图图图 5- -2- -24 可变时延法调相电路的实现模型 可变时延法调相电路的实现模型   Cj ( (D) )、、L 组成谐振回路,由角频为组成谐振回路,由角频为  c 的电流源的电流源 iS(t) = Ismcos ct 激励;激励; Re::回路的谐振电阻。

      回路的谐振电阻 (2) )工作原理工作原理并联谐振回路,阻抗:并联谐振回路,阻抗:其中:其中: 若加在变容二极管上的电压若加在变容二极管上的电压v = - (- (VQ+v ) = - - (VQ+V mcos t),,相应的相应的 Cj  为为   设设 v  = 0,,Cj = CjQ ,,谐谐振振回回路路的的谐谐振振角角频频率率  0 等等于于输输入入激激励励电电流流的的角角频频率率  c ,,即即  0 =  c = 1/            ,,当当加加上上 v  ,, 0将随将随 v  而变化,其值而变化,其值为为  回回路路提提供供的的相相移移  z( ) 将将随随 v  即即  0 而变化  因因此此,,iS(t) 在在回回路路上上产产生生的的电电压压将将是是相位受相位受 v  调变的调相信号调变的调相信号 3..不失真调相的条件不失真调相的条件( (1) )对对 m 的限制的限制  将  将    用幂级数用幂级数展开展开忽略二次方小项忽略二次方小项式中式中可见,可见,                       必为小值。

      必为小值 ( (2) )对对 Mp 的限制的限制  根据正切函数特性,当  根据正切函数特性,当 时,时,tan z( )    z( ),,由此引入的误差小于由此引入的误差小于 10%,工程上是允许的因此,工程上是允许的因此当当    =  c 时时通常满足通常满足   0(t) <<  c,,上式简化为上式简化为式中,式中,Mp = Qenm,,Mp   应小于应小于  /6 结论:结论:不失真调相条件不失真调相条件选用选用 n = 2 的变容二极管的变容二极管限制限制 m 为小值,保证为小值,保证  0(t) 不失真地反映不失真地反映 v  限制限制 Mp 小于小于  /6 4..实际电路实际电路( (p278,,图图 5- -2- -22) )    L 、、D ::谐振回路谐振回路     R1 和和 R2 ::隔隔离离电电阻阻隔隔离谐振回路输入和输出离谐振回路输入和输出    R4::隔隔离离电电阻阻,,隔隔离离变变容容二二极极管管控控制制电电路路、、偏偏压源压源(9V)、、调制信号源。

      调制信号源 C1、、 C2 、、 C3 ::隔直耦合电容隔直耦合电容R3、、C4 ::高音频滤波;音频积分高音频滤波;音频积分(a)(a)实用电路实用电路( (b) )高频通路 高频通路 (c)(c)调制频率通路调制频率通路   若若 C4 取取值值较较大大,,则则 v  ( (t) ) 在在积积分分电电路路 R3C4 中中产产生生的的电电流流 i (t)   v (t) / R3,,向向电电容容 C4 充电,故充电,故 D 上的调制信号电压上的调制信号电压  若  若 v (t) = V mcos  t,,D 上的调制信号电压上的调制信号电压这样,调相电路便转换为这样,调相电路便转换为间接调频电路间接调频电路 三、可变时延法调相电路三、可变时延法调相电路1..原理原理将载波电压通过可控时延网络,将载波电压通过可控时延网络,如图如图 5- -2- -24 所示所示图图 5- -2- -24 可变延时法调相电路的实现模型 可变延时法调相电路的实现模型2..电路电路时延网络的输出电压为时延网络的输出电压为vo(t) = Vmcos[ c(t - - )] 图图 5- -2- -24 可变延时法调相电路的实现模型 可变延时法调相电路的实现模型vo(t) = Vmcos[ c(t - - )]  若若   受受调调制制信信号号线线性性控控制制,,  = kdv  , ,则则 vo(t) 为为所所需需的的调相波。

      即调相波即vo(t) = = Vmcos( ct - -  ckd v ) = Vmcos( ct - - Mpcos  t)式中式中,,Mp =  ckdV m  四、间接调频与直接调频电路性能上的差别四、间接调频与直接调频电路性能上的差别  调调相相电电路路能能够够提提供供的的最最大大线线性性相相移移 Mp 均均受受到到调调相相特特性性非非线性的限制,且其值都很小线性的限制,且其值都很小 对间接调频 对间接调频                       Mf = kp(k1V m/ ) =   m/       ( (5- -2- -3) ) 故故   m = kpk1V m ,,调调相相电电路路选选定定后后,,只只与与 V m 有有关关而而与与  c c 无关间接调频限制的是绝对频偏间接调频限制的是绝对频偏   m   对对直接调频直接调频 ( (5- -2- -12) ) 与与  c 成成正正比比,, c c 增增加加,,  m  随随之之提提高高,,故故限限制制的的是是最最大相对频偏大相对频偏。

        所所以以,,两两种种调调频频受受限限制制的的参参数数不不同同增增大大  c,,可可以以增增大大直直接接调调频频电电路路中中的的   m,,对对间间接接调调频频电电路路中中的的   m 无无济济于事  对对于于间间接接调调频频,,若若调调制制信信号号是是复复杂杂信信号号,,则则当当 V m 即即  m 一一定定时时,,  越越小小,,Mf  =( (   m / /  ) )就就越越大大,,当当   =  min  时时,,Mf  达达到到最最大大值值,,且且这这个个值值不不能能超超过过调调相相器器提提供供的的最最大大线线性性相相移移 Mp,,因因而而最最大大频频偏偏必必须须在在最最低低调调制制频频率率上求得,即上求得,即  m = Mf  min才能保证在整个调制频率范围内的才能保证在整个调制频率范围内的 Mf  不超过不超过 Mp  5.2.5  扩展最大频偏的方法扩展最大频偏的方法1..问题的提出问题的提出    m 是是频频率率调调制制器器的的主主要要性性能能指指标标,,若若实实际际调调频频设设备备需需要的要的   m不能达到,则需扩展。

      不能达到,则需扩展2..扩大最大频偏的方法扩大最大频偏的方法——倍频倍频  设设调调频频波波瞬瞬时时角角频频率率为为   =  c +   mcos  t,,通通过过 n 倍倍频频器器,,其其瞬瞬时时角角频频率率增增大大 n 倍倍,,变变为为 n c + n  mcos  t可可见见倍倍频频器器可可不不失失真真地地将将  c 和和   m 同同时时增增大大 n 倍倍,,而而相相对角频偏对角频偏( (n   m /n c = =   m / c) ) 不变   若若将将该该调调频频波波通通过过混混频频器器,,由由于于混混频频器器具具有有频频率率加加减减的的功功能能,,可可使使调调频频波波的的载载波波角角频频率率  c 降降低低或或者者提提高高,,但但   m 不不变变可可见见,,混混频频器器可可以以在在保保持持最最大大角角频频偏偏不不变变的的条条件下,不失真地改变调频波的相对角频偏件下,不失真地改变调频波的相对角频偏  利利用用倍倍频频器器、、混混频频器器的的上上述述特特点点,,可可以以实实现现在在要要求求的的载载波频率上扩展频偏。

      波频率上扩展频偏  例例::某某调调频频发发射射机机,,采采用用矢矢量量合合成成法法调调相相电电路路,,欲欲产产生生载载波波频频率率为为 100 MHz,,最最大大频频偏偏为为 75 kHz 的的调调频频波波已知调制信号频率范围为已知调制信号频率范围为 100 ~ 15 000 Hz   方方案案如如图图 5- -2- -28 所所示示 调调相相器器输输入入载载波波频频率率为为 100 kHz,,产产生生的的最最大大频频偏偏设设为为 24.41 Hz( (已已知知 100 Hz上上能能产产生生的的最最大大线线性性频频偏偏为为 26 Hz) ),,通通过过三三级级四四倍倍频频和和一一级级三三倍倍频频,,可可以以得得到到 fc = 19.2 MHz,, fm = 4.687 kHz 的的调调频频波波,,再再通通过过混混频频将将其其载载波波频频率率降降低低到到 6.25 MHz,,后后通通过过两两个个四四倍倍频频器,就能得到所需的调频器器,就能得到所需的调频器 5.3.1  限幅鉴频实现方法概述限幅鉴频实现方法概述5.3  调频波解调电路调频波解调电路5.3.2  斜率鉴频电路斜率鉴频电路5.3.3  相位鉴频电路相位鉴频电路 1.概念.概念2.作用.作用从已调波中检出反映在频率或相位变化上的调制信号。

      从已调波中检出反映在频率或相位变化上的调制信号   鉴鉴频频鉴鉴相相采采用用的的方方法法不不尽尽相相同同,,本本章章重重点点讨讨论论调调频频波波的的解调解调——鉴频鉴频3.特点.特点限幅与鉴频一般联用限幅与鉴频一般联用——统称统称限幅鉴频器限幅鉴频器  在在调调频频接接收收机机中中,,因因多多种种原原因因( (如如频频率率特特性性不不均均、、干干扰扰等等) )会会导导致致调调频频信信号号振振幅幅发发生生变变化化鉴鉴频频时时,,上上述述寄寄生生调调幅会反映在输出解调电压上,产生解调失真幅会反映在输出解调电压上,产生解调失真频率检波频率检波( (鉴频鉴频) ):调频波的解调:调频波的解调相位检波相位检波( (鉴相鉴相) ):调相波的解调:调相波的解调解决办法解决办法——在鉴频前加限幅器在鉴频前加限幅器 5.3.1  限幅鉴频实现方法概述限幅鉴频实现方法概述一、鉴频电路性能要求一、鉴频电路性能要求1..功能功能将输入调频信号的瞬时频率变换为相应解调输出电压将输入调频信号的瞬时频率变换为相应解调输出电压2..鉴频特性鉴频特性 描描述述 vO 随随瞬瞬时时频频偏偏 (f - - fc) 的的变变化化特性,特性,如图如图 5- -3- -1 所示所示。

      图图 5- -3- -1 鉴频特性 鉴频特性3..鉴频跨导鉴频跨导鉴频特性原点处的斜率鉴频特性原点处的斜率单位单位 V/Hz  SD  越越大大,,鉴鉴频频器器将将输输入入瞬瞬时时频频偏偏变变换为输出解调电压的能力越强换为输出解调电压的能力越强 4..对鉴频电路性能要求对鉴频电路性能要求    ①① 通通频频带带大大于于调调制制信信号号的的最最高高频频率率  max 在在传传输输视视频频信号时,还必须满足相位失真和瞬变失真的要求信号时,还必须满足相位失真和瞬变失真的要求②② 大的鉴频跨导大的鉴频跨导 SD③③ 满足线性和非线性失真的要求满足线性和非线性失真的要求二、鉴频的实现方法二、鉴频的实现方法①① 利用反馈环路利用反馈环路( (例如锁相环例如锁相环) )实现鉴频实现鉴频  ②② 利利用用波波形形变变换换 —— 将将输输入入的的调调频频信信号号进进行行特特定定的的波波形形变变换换,,使使变变换换后后的的波波形形含含有有反反映映瞬瞬时时频频率率变变化化的的平平均均分分量再通过检波、低通滤波器输出所需的解调电压再通过检波、低通滤波器输出所需的解调电压 ( (1) )斜率鉴频器斜率鉴频器  ①① 将将输输入入调调频频波波通通过过具具有有合合适适频频率率特特性性的的线线性性网网络络,,使输出调频波的使输出调频波的振幅振幅按照瞬时频率的规律变化按照瞬时频率的规律变化 。

      ②② 通过通过包络检波器包络检波器输出反映振幅变化的解调电压输出反映振幅变化的解调电压图图 5- -3- -2 斜率鉴频器的实现模型 斜率鉴频器的实现模型 ( (2) )相位鉴频器相位鉴频器  ①① 将将输输入入调调频频波波通通过过具具有有合合适适频频率率特特性性的的线线性性网网络络,,使使输出调频波的附加输出调频波的附加相移相移按照瞬时频率的规律变化按照瞬时频率的规律变化   ②② 相相位位检检波波器器将将它它与与输输入入调调频频波波的的瞬瞬时时相相位位进进行行比比较较,,检出反映附加相移变化的解调电压检出反映附加相移变化的解调电压图图 5- -3- -3 相位鉴频器的实现模型 相位鉴频器的实现模型 ( (3) )脉冲计数式鉴频器脉冲计数式鉴频器①① 调频波通过调频波通过非线性变换网络非线性变换网络变成变成调频等宽调频等宽脉冲序列脉冲序列②② 由低通滤波器输出反映平均分量变化的解调电压由低通滤波器输出反映平均分量变化的解调电压图图 5- -3- -4 脉冲计数式鉴频器的实现模型 脉冲计数式鉴频器的实现模型 图图 5- -3- -5 脉冲计数式鉴频器的组成方框及其各部分波型 脉冲计数式鉴频器的组成方框及其各部分波型调频电压调频电压→→ 限幅器限幅器  →→调频方波调频方波→→ 微分电路微分电路 →→微分脉冲微分脉冲→→脉冲形成电路脉冲形成电路 →→调频方波调频方波→→ 低通滤波器低通滤波器 →→解调电压解调电压 三、调频信号通过线性网络的响应三、调频信号通过线性网络的响应  线性网络:斜率、相位鉴频的关键  线性网络:斜率、相位鉴频的关键  作用:瞬时频率变化  作用:瞬时频率变化- -振幅、相移变化振幅、相移变化  调频波为非简谐波,由众多频率分量组成。

        调频波为非简谐波,由众多频率分量组成根据线性系统理论,若已知线性网络的频率特性为根据线性系统理论,若已知线性网络的频率特性为  令令::F 1(j )= F F [v1(t)]、、F 2(j )= F F [v2(t)]( (对对 v1、、v2 的傅里叶变换的傅里叶变换) ),,F F – –1————傅里叶反变换傅里叶反变换   当当线线性性网网络络输输入入端端作作用用着着调调频频信信号号 v1(t) 时时,,它它的的输输出出 v2(t) 响应为响应为v2(t) = F -1 [F 2(j )] = F -1 [F 1(j )A(j )]    ( (5- -3- -5) )  上述分析十分困难,仅在个别理想情况下才能方便求上述分析十分困难,仅在个别理想情况下才能方便求解,得出所需结果解,得出所需结果 1..等幅调频波通过等幅调频波通过理想微分网络理想微分网络的响应特性的响应特性一个理想的微分网络,其频率特性一个理想的微分网络,其频率特性 A(j ) = jA0 幅频特性:线性幅频特性:线性相频特性:恒值相频特性:恒值 它的输出响应为 它的输出响应为v2(t) = F F - -1 [F 1(j )A(j )] = F F - -1 [jA0 F1(j )]利用傅里叶变换的微分特性利用傅里叶变换的微分特性图图 5- -3- -6 当当 v1 = V1mcos( ct + Mfsin  t) 时时 ( (Mf=   m/ ) )v2(t) = - -A0V1m( c +   mcos  t) sin( ct + Mfsin  t)   ( (5-3-8) )V2m = A0V1m( c +   mcos  t)  可可见见,,经经过过理理想想微微分分网网络络,,等等幅幅调调频频波波变变成成了了幅幅度度按按调调制制规规律律变变化化的的调调幅幅调调频频波波( (信信号号的的瞬瞬时时频频率率变变化化不不失失真真地地反反映映在在输输出出调调频频信信号号的的振振幅幅 V2m  上上) ),,可可通通过过包包络络检检波波器器解调。

      解调实现模型如图实现模型如图 5- -3- -7 所示图图 5- -3- -7 斜率鉴频器的理论模型 斜率鉴频器的理论模型 2..等幅调频波通过等幅调频波通过理想时延网络理想时延网络的响应特性的响应特性 一理想时延网络的频率特性一理想时延网络的频率特性理想时延网络理想时延网络幅频特性:恒值幅频特性:恒值相频特性:线性相频特性:线性图图 5- -3- -8 理想时延网络的频率特性 理想时延网络的频率特性理想微分网络理想微分网络图图 5- -3- -6 根据傅里叶变换的时延特性根据傅里叶变换的时延特性求得输出响应为求得输出响应为当当 v1(t) = V1mcos( ct + Mfsin  t) 时时 其中,其中,sin (t - -  0) = sin  t cos   0- - cos  t sin0   sin  t- - cos  t 0( (若若0 ≤≤  /12/12,,则则 cos0   1,,sin0   0)即   即   sin  (t - -  0)   sin  t - - cos  t 0   上上式式表表明明,,通通过过理理想想时时延延网网络络,,当当 0 ≤≤  / /12 时时,,输输出出调频波中附加相移为调频波中附加相移为   = - - c 0 - - Mf0 cos  t = - - c 0 - -   m 0 cos  t 其其中中,, c 0  为为恒恒定定相相移移,,  m 0 cos t 反反映映了了输输入入调调频频波波的瞬时频率变化。

      相位鉴频器的实现模型如下图的瞬时频率变化相位鉴频器的实现模型如下图 所示图图 5- -3- -9 相位鉴频器的理论模型 相位鉴频器的理论模型 3..准静态条件下的响应特性准静态条件下的响应特性  满满足足准准静静态态条条件件的的网网络络,,其其输输出出响响应应是是一一个个振振幅幅和和相相位均随位均随  (t) 变化变化的调频波的调频波  ①① 准准静静态态条条件件::网网络络的的瞬瞬变变过过程程速速率率远远高高于于输输入入调调频频信号的瞬时频率变化速率信号的瞬时频率变化速率  ②② 准准静静态态条条件件下下的的响响应应特特性性::网网络络对对输输入入调调频频波波的的响响应可近似为该瞬时频率的正弦稳态响应应可近似为该瞬时频率的正弦稳态响应 故瞬时角频率为故瞬时角频率为  (t) 的输入调频信号,在网络输出端的输入调频信号,在网络输出端的响应为的响应为若若  (t) =  c +   mcos t,,即即 v1(t) = = Vlmcos( ct + Mfsin t),则,则   ③③ 网网络络满满足足准准静静态态的的条条件件::理理论论证证明明,,若若网网络络的的 3dB带带宽宽为为 BW0.7,,输输入入调调频频波波的的最最大大角角频频偏偏和和调调制制的的频频率率分分别为别为  m和和 ,则当,则当 或或 或或 网络就可满足准静态条件。

      网络就可满足准静态条件振幅、相位均随振幅、相位均随  (t) 变化变化 四、振幅限幅器四、振幅限幅器作用:将寄生作用:将寄生调幅调幅的调频信号变换为的调频信号变换为等幅等幅的调频信号的调频信号图图 5- -3- -12 振幅限幅器的作用 振幅限幅器的作用 典型电路典型电路三极管振幅限幅器三极管振幅限幅器差分对振幅限幅器差分对振幅限幅器 1..三极管振幅限幅器三极管振幅限幅器( (1) )特性特性::丙类谐振放大器的放大特性丙类谐振放大器的放大特性 (2) )电路电路::工作在过压状态的谐振功率放大器工作在过压状态的谐振功率放大器图图 5- -3- -12 振福限幅器的作用 振福限幅器的作用 2..差分对管振幅限幅器差分对管振幅限幅器( (1) )电路电路图图 5- -3- -14 差分对管振福限幅器 差分对管振福限幅器( (2) )原理原理  输输入入 vS 较较大大,,iC 上上下下削削平平,,后后接接谐谐振振回回路路,,可可得得等等幅幅调调频波 5.3.2  斜率鉴频电路斜率鉴频电路一、失谐回路斜率鉴频电路一、失谐回路斜率鉴频电路1..电路组成电路组成  ①① 单单失失谐谐回回路路( (谐谐振振回回路路对对输输入调频波的载波失谐入调频波的载波失谐) )②②  二极管包络检波器二极管包络检波器图图 5- -3- -15 单失谐回路斜率鉴频器 单失谐回路斜率鉴频器2..工作原理工作原理 ①① 将将载载波波角角频频率率设设在在谐谐振振特特性性曲曲线线倾倾斜斜部部分分中中接接近近直直线段的中点线段的中点 ( ( O 或或 O  ) ) 。

      ②② 单单失失谐谐回回路路将将输输入入的的等等幅幅调调频频波波 vS(t) = Vsmcos( ct + Mfsin  t) 变换为幅度反映瞬时频率变化的变换为幅度反映瞬时频率变化的调幅调幅调频波③③  通过包络检波器完成鉴频功能通过包络检波器完成鉴频功能 3..扩大鉴频特性范围扩大鉴频特性范围  单单失失谐谐回回路路鉴鉴频频器器::谐谐振振曲曲线线线线性性范范围围小小,,为为扩扩大大鉴鉴频频特性范围,多采用双失谐回路构成特性范围,多采用双失谐回路构成平衡回路斜率鉴频器平衡回路斜率鉴频器 ( (1) )电路电路图图 5- -3- -16 双失谐回路斜率鉴频器 双失谐回路斜率鉴频器vO = vAV1 - - vAV2  图图 5- -3- -16 中中,,上上谐谐振振回回路路调调谐谐在在 f01,,下下谐谐振振回回路路调调谐谐在在 f02,,它它们们各各自自失失谐谐在在输输入入调调频频波波载载波波频频率率 fc 的的两两侧侧,,并并且与且与 fc  间隔间隔   f 相等,即相等,即   f = = f01 - - fc = fc- - f02 ( (2) )鉴频特性鉴频特性  设  设 A1( ) 、、A2( )::上、下两谐振回路的幅频特性上、下两谐振回路的幅频特性    vO ::双失谐回路斜率鉴频器输出解调电压,则双失谐回路斜率鉴频器输出解调电压,则vO = vAV1 - - vAV2 = Vsm d[A1( )- -A2( )]  可可见见,,当当 Vsm 和和  d  一一定定时时,,vO 随随   的的变变化化特特性性就就是是两两个失谐回路的幅频特性相减后的合成特性。

      个失谐回路的幅频特性相减后的合成特性  d::上、下两包络检波器的检波电压传输系数上、下两包络检波器的检波电压传输系数( (3) )讨论讨论合成鉴频特性曲线的线性:合成鉴频特性曲线的线性:①① 与与两失谐回路的幅频特性形状有关;两失谐回路的幅频特性形状有关;  ②② 主主要要取取决决于于 f01 和和 f02 的的位位置置配配置置恰恰当当,,补补偿偿两两曲曲线线中中的的弯弯曲曲部部分分,,可获线性范围较大的鉴频特性曲线可获线性范围较大的鉴频特性曲线 图图 5- -3- -16 双失谐回路斜率鉴频器 双失谐回路斜率鉴频器    f 过过大大时时,,会会在在 fc 附附近近出出现现弯弯曲曲;;  f 过过小小时时,,线线性性段段范围不能扩展范围不能扩展  可可证证,,若若 ,,鉴鉴频频特特性性的的线线性性范范围达到最大为了实现线性鉴频,应限制围达到最大为了实现线性鉴频,应限制   m < BW0.7/4 二、集成电路中采用的斜率鉴频器二、集成电路中采用的斜率鉴频器图图 5- -3- -17 集成电路中广泛采用的 集成电路中广泛采用的斜率鉴频电路斜率鉴频电路1.电路.电路  L1C1C2::线线性性网网络络,,作作用用:: f – V 变变换换,,输输出出调调频频调调幅幅电电压压 v1 (t) ,,v2 (t);;  T1T2::射随器;射随器;  T3T4::三三极极管管包包络络检检波波器,输出解调波;器,输出解调波;  T5T6::差差分分放放大大器器,,放放大解调电压。

      大解调电压 2.原理.原理图图 5- -3- -18 鉴频特性曲线 鉴频特性曲线 特性曲线特性曲线如图如图 5- -3- -18( (a) )所示  ①①      1,, L1C1并并联联谐谐振振,,v1m 最最大大,, v2m 最小  ②②      2,, L1C1C2串串联联谐谐振振,, v1m 最小,最小,v2m 最大   ③③ 合合成成鉴鉴频频特特性性曲曲线线如如图图 5- -3- -18 ( (b) )所示所示                   vO = A (v1m- - v2m )   A::增增益益常常数数,,取取决决于于射射随随器器、、检检波波器、差分放大器器、差分放大器 ④④ 可可调调元元件件 L1 、、C1 、、C2  5.3.3  相位鉴频电路相位鉴频电路    作作用用::鉴鉴相相,,用用来来检检出出两两信信号号间间的的相相位位差差,,并并输输出出与与相相位差大小相对应的电压位差大小相对应的电压实现电路实现电路叠加型叠加型乘积型乘积型模拟鉴相器模拟鉴相器数字鉴相器数字鉴相器——由数字电路构成由数字电路构成一、乘积型鉴相器一、乘积型鉴相器1..组成框图组成框图图图 5- -3- -19 乘积型鉴相器 乘积型鉴相器  相乘器  相乘器( (例如双差分对平衡调制器例如双差分对平衡调制器) ) + 低通滤波器。

      低通滤波器 图图 5- -3- -25 乘积型相位鉴频电路 乘积型相位鉴频电路T3 ~ T9、、D6::双双差差分分对对平平衡衡调调制制器器、、实实现现乘乘积积型型相相位位鉴鉴频电路  2..工作原理工作原理设两个输入信号分别为设两个输入信号分别为    除除 90  固固定定相相移移外外,,它它们们之之间间的的相相位位差差为为    则则双双差差分对管输出差值电流分对管输出差值电流( (见式见式 4- -2- -23) )为为( (5- -3- -19) )( (1) )V2m < 26 mV,,V1m > 260 mV,,上式简化为上式简化为( (见式见式 4- -2- -27) )     通通过过低低通通滤滤波波器器,,滤滤除除 2  及及其其以以上上各各次次谐谐波波项项,,取取出出有用的平均分量,其值与有用的平均分量,其值与 sin   成正比    设设双双差差分分对对管管的的直直流流负负载载电电阻阻为为 RC,,低低通通滤滤波波器器的的传传输输增益为增益为 1,则鉴相器的鉴相特性为,则鉴相器的鉴相特性为( (5- -3- -20) )式中,式中,Ad 为为鉴相灵敏度鉴相灵敏度,单位为,单位为 V。

      图图 5- -3- -20 乘积型鉴相器的鉴相特性 乘积型鉴相器的鉴相特性    当当| |   | |<   / 12 时时,,sin       ,,vO 与与    成成正正比比故故只只能能不不失失真真地解调地解调| |   | |为小值的调相信号为小值的调相信号    输输入入信信号号引引入入 90  的的固固定定相相移移,,目目的的是是获获得得正正弦弦的的鉴鉴相相特特性性,,以以保保证证    = 0 时时 vO = 0,,且上、下奇对称且上、下奇对称 ( (2) )当当 Vlm 和和 V2m  均大于均大于 260 mV                      近近似似表表示示为为两两个个双双向向开开关关函函数数相相乘乘,,即即 可画出两个开关波形相乘后的波形可画出两个开关波形相乘后的波形    = 0 时时,,相相乘乘所所得得的的双双向向脉脉冲冲上上、、下下等等宽宽,,频频率率加加倍倍,,相相应应的的平平均均分分量量为为 0;;     0 且且    > 0 时时,,相相乘乘所所得得的的双双向向脉脉冲冲上上、、下下不不等等宽宽。

      在在 | |  | |<  /2 范范围围内内,,相相应应的的平平均均分分量为量为图图 5- -3- -21 两个开关波形相乘后的波形 两个开关波形相乘后的波形     通通过过低低通通滤滤波波器器,,得得到到鉴鉴相相器器的的输出电压为输出电压为 ,,    为为在在| |  | |<  /2 内内的的一一条条通通过过原原点的直线,并向两侧周期性重复点的直线,并向两侧周期性重复 3..实现电路实现电路( (1) )电路电路图图 5- -3- -25 乘积型相位鉴频电路 乘积型相位鉴频电路T1::射随器,将一路信号射随器,将一路信号 vS 分为大小两路:分为大小两路:大:接大:接 T7,,作用:保证作用:保证 T7、、T8 为开关状态为开关状态小:经小:经频相转换网络频相转换网络接接 T3 ~ T6,,为相乘器为相乘器小信号输入电压小信号输入电压T3 ~ T9、、D6::双双差差分分对对平平衡衡调调制制器器,,实实现现乘积型鉴相乘积型鉴相 频相转频相转换网络换网络D1 ~  D5::T2及及双双差差分分对对偏置电路。

      偏置电路  ( (2) )频相转换网络频相转换网络①① 电路电路( (a) )              ( (b) )图图 5- -3- -26 单谐振回路作为相频转换网络 单谐振回路作为相频转换网络    参见参见图图 5- -3- -26( (a) )将输将输入电压源入电压源 变换为电流源,变换为电流源,如图如图 5- -3- -26( (b) )所示,其中,所示,其中,     则该网络就是在 激励下的单谐振回路     则该网络就是在 激励下的单谐振回路②② 输出电压输出电压 在在  0 0 附近,网络的增益附近,网络的增益 A A( (j ) 可近似表示为可近似表示为或                     或                     ( (5- -3- -25) ) 或                     或                     ( (5- -3- -25) )式中,            定义为式中,            定义为广义失谐量广义失谐量,其中,其中    ③③ 幅幅频频特特性性和和相相频频特特性性曲曲线线可可根根据据式式( (5- -3- -25) ) 画画出出,,如图如图 5- -3- -26 所示所示 。

      图图 5- -3- -26 ④④ 讨论讨论 图图 5- -3- -8    比比较较图图 5- -3- -8 理理想想时时延延网网络络特特性性,,该该网网络络既既不不能能提提供供恒恒值值的的幅幅频频特特性性,,也也不不能能提提供供线线性性的的相相频频特特性性,,仅仅在在  0 附附近的很小范围内,才可近似认为近的很小范围内,才可近似认为 A( ) 为恒值,为恒值, A( ) 在在  上、下线性变化上、下线性变化结论:频相转换网络时延特性不理想结论:频相转换网络时延特性不理想  ( (3) )鉴频特性鉴频特性     设设频频相相转转换换网网络络谐谐振振频频率率  0 = =  c电电路路中中射射随随器器 T1 和和 T2 的的增增益益近近似似为为 1 1,,则则 v1(t) 的的振振幅幅 V1m 近近似似等等于于输输入入调调频频信号信号 vs(t) 的振幅的振幅 Vsm ,,v2(t) 的振幅的振幅 V2m = = (1/10)A( )Vsm    根根据据 vO   Adsin  ,,在在双双差差分分对对管管单单端端输输出出时时,,鉴鉴频频器的输出解调电压为器的输出解调电压为( (5- -3- -27) )式中,式中,  A = arctan    根据上式画鉴频特性曲线,  根据上式画鉴频特性曲线,如图如图 5- -3- -27 所示所示 。

      图图 5- -3- -27 鉴频特性曲线 鉴频特性曲线    图图 5- -3- -27 中中,,虚虚线线是是假假设设 A A( ( ) 为为恒恒值值时时画画出出的的特特性性,,而而实实线线则则是是按按 A A( ( ) 的的变变化化进进行行修修正正后后画画出出的的实实际际特特性    可可见见,,当当广广义义失失谐谐量量   向向正正、、负负方方向向增增大大时时,,由由于于 A A( ) 下下降降,,实实际际特特性性出出现现正正、、负负两两个个峰峰值值,,而而后后便便近近似似按按 A A( ( ) 的规律单调下降的规律单调下降  若  若 arctan  限制在限制在    /12 ,即,即| |  | | < 0.27 时,时, 由由可近似认为可近似认为 A( )   A( 0) =  0C1R 若若输输入入调调频频信信号号的的瞬瞬时时角角率率  (t) = =  c + +   (t),,且且  0 =  c,,代入上式,则代入上式,则 因而,因而,由由式式( (5- -3- -27) ),可得,可得式中,式中,鉴相灵敏度        鉴相灵敏度        。

      实现了线性鉴频实现了线性鉴频 二、叠加型鉴相器二、叠加型鉴相器图图 5- -3- -23 叠加型鉴相器电路 叠加型鉴相器电路1..原理电路原理电路  由两个包络检波器叠加后  由两个包络检波器叠加后组成的组成的叠加型鉴相器叠加型鉴相器2..工作原理工作原理  加到上、下包络检波器的  加到上、下包络检波器的输入信号电压分别为输入信号电压分别为vi1(t) = v1(t) + v2(t),,vi2(t) = v1(t) - - v2(t)图图 5- -3- -24  假设  假设 v1(t) = V1mcos t,,v2(t) = V2msin( t +   ),,则根据则根据矢量叠加矢量叠加原理,原理,vi1(t) 和和 vi2(t) 可可分别表示为:分别表示为:vi1(t) = Vm+(t) cos[ t - - 1(t)]vi2(t) = Vm-(t) cos[ t + 2(t)]其中,其中, 可可 见见 ,, 合合 成成 电电 压压 的的 振振 幅幅Vm+(t) 和和 Vm- -(t) 均均与与    有有关关,,但它们之间的关系是非线性的。

      但它们之间的关系是非线性的 3 3..解调电压输出解调电压输出 若若包包络络检检波波器器的的检检波波电电压压传传输输系系数数为为  d,,则则鉴鉴相相器器的的输输出电压为出电压为  式中,式中,以以 Ksin    为变量,将上式用幂级数为变量,将上式用幂级数展开展开    当当 Ksin    为为小小量量时时,,Ksin    的的三三次次方方及及其其以以上上各各次次方项可忽略,上式简化为方项可忽略,上式简化为( (5- -3- -23) )呈正弦鉴相特性呈正弦鉴相特性 4..实际电路实际电路( (1) )电路电路图图 5- -3- -28 耦合回路叠加型相位鉴频器电路 耦合回路叠加型相位鉴频器电路 频相转换网络:频相转换网络:L1C1 和和 L2C2 ,,互感耦合双调谐回路互感耦合双调谐回路 C0 :: 隔直电容,对输入信号频率呈短路隔直电容,对输入信号频率呈短路    L3 ::高高频频扼扼流流圈圈,,高高频频阻阻抗抗很很大大,,接接近近开开路路,,而而对对平平均分量接近短路,为包络检波器提供通路。

      均分量接近短路,为包络检波器提供通路 图图 5- -3- -28 耦合回路叠加型相位鉴频器电路 耦合回路叠加型相位鉴频器电路( (2) )原理原理 两两个个输输入入信信号号叠叠加加后后加加到到包包络络检检波波器器而而构构成成的的叠叠加加型型鉴鉴相器相器     1 路路::调调频频信信号号 vS(t) 经经  T、、一一次次回回路路 L1C1 上上产产生生电电压压v1(t) ,,通过互感耦合在二次回路通过互感耦合在二次回路 L2C2  上产生电压上产生电压 v2(t)      2 路路::v1(t) 又又通通过过 C0 、、高高扼扼圈圈 L3 和和滤滤波波电电容容 C 通通地地,,形成闭合回路,在这个回路中,形成闭合回路,在这个回路中,v1(t) 几乎全部加到几乎全部加到  L3 上 图图 5- -3- -28 耦合回路叠加型相位鉴频器电路 耦合回路叠加型相位鉴频器电路    实实际际加加到到上上、、下下包包络络检检波波器器的的输输入入电电压压分分别别为为 [v1(t) + v2(t)/2] 和和 [v1(t) - - v2(t)/2]符符合合叠叠加加型型相相位位检检波波器器对对输输入电压的要求。

      入电压的要求 ( (3) )幅频、相频特性幅频、相频特性可证,频相转换网络的幅频、相频特性可证,频相转换网络的幅频、相频特性( (5- -3- -32) )图图 5- -3- -29 互感耦合回路 互感耦合回路 ( (4) )解调电压解调电压  根据叠加型鉴相器的鉴相特性根据叠加型鉴相器的鉴相特性( (5- -3- -23) )解调电压为解调电压为式中,式中, ( (5) )鉴频特性曲线鉴频特性曲线 图图 5- -3- -30 叠加型鉴频特性曲线 叠加型鉴频特性曲线    如如图图 5- -3- -30 所所示示 虚虚线线为为 V2m 为为恒恒值值时时的的特特性性实实线线是是按按 V2m = = V1mA( ) 修修正正后后画出的实际特性画出的实际特性 ( (6) )讨论讨论::鉴频特性鉴频特性修正修正 图图 5- -3- -30 设设 V1m 为恒值实实际际上上,,一一次次回回路路上上产产生生的的电电压压    是是频频率率的的复复函函数数故故鉴鉴频特性必须频特性必须按按 V1m 随随   变化的特性变化的特性修正 可证,可证, 随随   的变化规律的变化规律式中,耦合因子式中,耦合因子  = kQe。

       图图 5- -3- -32   V1m( ( ) )特性曲线特性曲线    一一次次、、二二次次回回路路间间耦合系数耦合系数 k = M/L     参参变变量量   对对曲曲线线形状的影响:形状的影响:    ( (1) )  < 0.49 时,时, 为为单单峰峰曲曲线线,,峰峰值值随随  的增大而减小;的增大而减小;    ( (2) )  > 0.49 时,时,    为为双双峰峰曲曲线线,,随随   的的增增大大,,两两峰峰向向两两边边扩扩展展,,峰值和谷值均减小峰值和谷值均减小 按按 V1m( ) 的的变变化化特特性性对对图图 5- -2- -30 修修正正后后的的鉴鉴频频特特性性如图如图 5- -3- -33 所示  > 0.49图图 5- -3- -33    ①① 失失谐谐量量| | | |较较小小时时,,V1m( ) 在在谷谷点点附附近近比比较较平平坦坦,,实际鉴频特性曲线由修正前特性决定,近似为一条直线实际鉴频特性曲线由修正前特性决定,近似为一条直线    ②②| | | |为为 中中 等等 数数 值值 时时 ,,V1m( )向向峰峰值值上上升升,,可可对对修修正正前前曲曲线线的的向向下下弯弯曲曲起起到到补补偿偿作作用用,,使使实际特性的线性范围有所扩展。

      实际特性的线性范围有所扩展    在在| | | |很很大大时时,,V1m( ) 通通过过峰峰值值下下降降,,因因而而加加快快了了实实际际特特性性的下降      取取值值不不同同,,修修正正后后的的实实际际鉴鉴频频特特性性也也不不同同,,理理论论和和实实践践证证明明,,  = 2 ~ 3 时,鉴频特性线性最好时,鉴频特性线性最好。

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