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第五章 开关电源新技术5－ 1 电源 PFC技术5－ 2 同步整流技术同步整流的概念整流电路是 DC/DC变换器的重要组成部分，传统的整流器件采用功率二极管由于功率二极管的通态压降较高 ( 压降最小的肖特基二极管也有 0.55 ～ 0．65V) ，因此整流损耗较大 由于集成电路已逐渐采用微功耗设计， 供电电压逐渐降低，某些工作站和个人电脑要求有 3.3 V 甚至低至 1.8 V 的供电电压 ［ 1］ 显然，DC/DC变换器在输出如此低的电压时，整流管的功耗占输出功率的比重将更大，致使变换器效率更低 另一方面，仪器设备的小型化设计要求尽量缩小其电源的体积，但耗散功率大恰成为电源小型化、薄型化的障碍 80 年代初，高频功率MOSFET刚开始得到发展， NEC公司的 S.IKEDA 等人就提出了一种新的整流管 ［ 2］ ，即采用功率 MOSFET代替功率二极管作为整流元件，从而实现了输出整流管通态压降小、耗散功率低，效率高的 DC/DC变换器功率 MOSFET是一种电压型控制器件，它作为整流元件时， 要求控制电压与待整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称为同步整流电路 为满足更高频率、 更大容量的同步整流电路的需要，人们不断地探索并提出更新的功率 MOSFET结构 ［ 3］ 。

5－ 2－ 1 自控制同步整流电路拓扑分析图 1 为倍流同步整流有源箝位 DC/DC变换器的主电路拓扑图变换器采用有源箝位电路， Vin 为直流输入电压， S1 为主开关， S2 为辅助开关，S3 和 S4 为同步整流管 (S 1～S4 均为 N 型 MOS管 ) ， T 为隔离变压器， S2 和 C 组成有源箝位网络 D1～D4 代表 S1～ S4 的体二极管， C1 ～C4 代表 S1～S4 的等效结电容， Llk 为 T 的漏感， Lm为 T 的励磁电感， T1 为理想变压器，变比为 N∶1工作时 S1 和S2 轮流导通，当 S1 关断时， S2 导通，箝位电容 C 被并联到 T 的原边，为漏感电流提供一个低阻抗的无损耗的通路， 从而在每个开关周期中以最小的损耗来吸收和回放电能，同时变压器 T 铁心磁通又可自动复位 整流电路采用倍流同步整流形式，同步整流功率 MOSFETS3和 S4 采用自驱动控制； L3 和 L4 为滤波电感， C0 为滤波电容， R0 为负载等效电阻，输出电流由 L3 和 L4 电流叠加供给，故称之为倍流同步整流电路 值得注意的是， 通常使用 MOSFET时，控制电压加在栅极 (G) 和源极 (S) 之间，而 S3 和 S4 的控制信号却是加在栅极 (G) 和漏极 (D) 之间。

这是因为功率 MOSFET内部存在一个反并联的体二极管，控制信号加在 G和 D 之间就使整流功率 MOSFET在控制信号为零时具有反向电压阻断能力图 1 倍流同步整流有源箝位 DC/DC变换器拓扑传统整流电路工作时， 当滤波电感较小或负载电阻较大或开关频率 f 0 较低时，将出现电感电流在一个周期结束前就下降到零并一直保持到周期结束的情况， 这就是不连续导电工作模式 [4] 而同步整流电路只有连续导电工作模式，原因是功率 MOSFET导通后具有双向通流能力其优点是：电路在全负载范围内，工作状态均属连续导电模式，控制电路稳定性好而传统整流电路往往不适合空载 ( 或轻载 ) 工作，需要预先加一固定负载保证最小输出电流，使电路工作在连续导电模式； 在设计传统整流电路的滤波器时，为了保证轻载下电流连续，往往采用较大电感量的滤波电感， 因而在大电流时功耗较大 在对功耗要求较苛刻的设计中，若采用同步整流电路， 则可以选用较小电感量的滤波电感， 同时增大滤波电容来满足降低输出纹波的要求， 这样可以明显降低滤波器损耗， 提高变换器效率2 电路工作过程分析图 2 为开关 S1 和 S2 的控制电压时序图图 2 控制电压时序图下面分 4 个阶段描述电路的工作过程。

第一阶段：主开关 S1 导通阶段 (t 0～t 1) ，等效电路见图 3(a) 在这个阶段，主开关 S1 导通，辅助开关 S2 截止，箝位电路断开，输入电压通过 S1 加到 T1 上，此时 v1＝ Vin ，v2＝Vin /N>0，因而 S4 处于导通状态， S3 处于截止状态， T1 副边电流 i 2 通过 L4、S4 为负载供电 ( 称 L4 的电流 i 4 为主流 ) ，同时， L3 的电流 i 3 通过负载和 S4 续流在此阶段中 Vin 供给变换器的能量一部分经变压器传递给负载，另一部分则转变为变压器的励磁电感 Lm的储能第二阶段：主开关 S1 关断到 D2 开始导通 (t 1～t 2) t 1 时刻， S1 关断，由于 T 存在漏感，输入电流 i S 不会立即降为 0，而是逐渐减小并为 C1 充电， vS1 上升， vS2 下降；到 t 2 时刻， vS2下降到 0， D2 开始导通整流电路依次经历： S4 关断， D4 为 S4 续流而导通； D3 导通， L4 完成由主流到续流的过渡； D4 关断， L3 完成由续流到主流的过渡； S3 零电压导通， D3 关断第三阶段：箝位电路作用阶段 (t 2～t 3) ，等效电路见图 3(b) 。

t 2 时刻起，由于 D2 导通，箝位电容 C 与变压器的原边绕组并联 t 2′时刻， S2 零电压开通， D2 随即因导通压降比 S2 大而截止 i C 从 D2 导通时起，先是对 C充电，同时， i C逐渐减小，到 t c 时间， i C减小到 0， C 放电， S2 允许电流 i C反方向流动在 t 2～t 3 期间， v1＝－ vC，v2＝－ vC／ N<0，因而 S4 处于截止状态， S3 处于导通状态， T1 副边电流 i 2<0，-i 2 通过 L3 和 S3 向负载供电 (L 3 主流 ) ，同时， L4 的电流 i 4 通过负载和 S3 续流这一阶段，励磁电感 Lm将储能释放给负载a)t 0～t 1 阶段等效电路(b)t2～ t 3 阶段等效电路图 3两个主要工作阶段的等效电路 ( 忽略漏感 )) t第四阶段：辅助开关 S 关断到主开关 S 开始导通 (t ～ t时刻，驱动信号21343使 S2 关断，由于 T 存在漏感， i C并不立即消失，而是逐渐减小并为C2 充电， vS2上升， vS1 下降若 Lm较小，当 vS1 减小到 0后， -i m的值比 i 2/N 还大，电流 -i S 企图给 C1 反向充电，但由于 D1 开始导通，为 -i S 提供通路，此时，主开关 S1 可实现零电压导通。

整流电路依次经历： S3 关断， D3 为 S3 续流而导通； D4 导通， L3 完成由主流到续流的过渡； D3 关断， L4 完成由续流到主流的过渡； S4 零电压导通， D4 关断从以上分析可以看出，在 S1～S4 开通时， D1～D4 分别已经导通，因而 S1～ S4 实现了零电压开通3 电路稳态波形分析及主要参数计算通过电路稳态波形分析， 不仅可得到电路的稳态电压、 电流波形，还可得到该 DC/DC变换器的稳态电压比， 电感电流纹波，输出电压纹波，开关器件的电压、电流应力等重要参数3.1 初步分析分析时的假定条件：电路中的电感、电容、功率 MOSFET、二极管等均是理想的；输出电压的纹波 v0 与其平均值 V0 相比小得多，认为 v0＝V0， i 0＝I 0；箝位电容 C 上的电压纹波 vC 与其平均值 VC相比也小得多，认为 vC＝VC；漏感 Llk 与励磁电感 Lm相比小得多，认为 Llk=0 由假定条件可知，开关转换瞬间完成，则 t 1～t 2， t 3 ～t 4 时间段均可忽略，记导通比 D＝(t 1 －t 0) ／ TS，D′=(t 3－ t 2 ) ／ TS，TS 为开关周期，则 D 1－D。

由图 3 可知， DTS 阶段， v1＝Vin,v 4＝Vin/N-V 0；D′TS 阶段， v1＝－ VC，v4＝－ V0，根据伏秒平衡规律，有VinDTS－VC（ 1－ D）TS＝ 0(1)(2)解得(3)(4)变换器的稳态电压变比为(5)由以上分析结合图 3 进一步进行稳态计算， 得到如图 4(a) 所示的稳态波形，(1) 为主开关 S1 的控制电压 vGS1波形，图中 I m=I 3／N，I S＝I 0／N，I 3＋ I 4＝I 0，由图 4(a) 可进一步得到各电流的纹波峰峰值：电流变化率的绝对值与该变化率持续时间的乘积 , 如(6)(7)(8)比较式 (6) 和式 (8) 可看出，倍流同步整流与无倍流的同步整流电路 ( 图 1 中去掉L3 即是 ) 相比输出滤波电容电流纹波小得多，这样就减小了滤波电容的负荷；同时，电感电流的直流部分 I 3＋ I 4 等于负载电流 I 0，可见负载电流由 L3 和 L4 共同分担，因此电感的直流工作点比无倍流的同步整流电路低， 有利于降低实际电路中电感的损耗由图 4(a) 很容易进一步得到开关电压、电流应力公式，如(9)(10)由式 (9) 可知，V0 一定时，开关 S1 和 S2 的电压应力随 Vin 的不同而变化的幅度很小 ( 当导通比 D 从 0.3 ～0．7 变化时，应力值变化范围是 4NV0～ 4．76NV0) ，这是有源箝位电路的优点。

3.2 修正分析上节假设条件 v0＝V0，且 vC＝ VC 的前提是 C0 和 C 无穷大，然而实际电路中 C0和 C 不可能无穷大， 从而 v0 和 vC 实际上有纹波 下面求出 v0 和 vC的纹波表达式，作为设计电路时选取 C0 和 C 的依据将 i C0的波形重画于图 5(a) ，并画出 v0 的修正波形，设 L3＝ L4 ＝L，则(11)若令 D＝0．4，T ＝ 4μ s，L＝1．5μH,C ＝ 30 μF, 则v-3V ，0(p-p)=8.9 × 10S00v0 的纹波很小将 i C 的 波 形 重 画 于 图 5(b) ， 并 画 出 vC 的 修 正 波 形 ， 则(12)。