新建 移相全桥变换器的占空比丢失严重.docx

为了解决移相全桥变换器的占空比丢失严重和开关管电压应力增大的问题 ,提出适用于大功率移相全桥变 换器的主电路拓扑,进行了原理分析,完成了 1000A 大功率直流稳压电源的设计关键词：大功率;软开关;DC/DC变换器;起动电源l 一种大功率移相全桥变换器l.1 电路拓扑大功率变压器副边串联移相DC / DC全桥变换器的电路拓扑如图1所示Cb是阻断电容,Lr是上逆变器 的漏感1GBT模块S1〜S4控制方式为移相控制，称S1和S3组成的桥臂为超前桥臂，S2和S4组成的桥臂则 为滞后桥臂,D1~D4为IGBT模块体内二极管下逆变器与上逆变器完全一样l.2 工作原理图2给出了该变换器的主要波形uAB为A、B两点间电压,uCD为c、D两点间电压,Vin为输入直流电 压假设变压器r的原边电流ip方向自下而上为正，阻断电容Cb电压ucb方向为左正右负，C1=C3=C2=C4=Cr,Lt/ tv滤波电感 （n足变压器原、副边匝比）在一个丌关周期中，有12种开关模态，各开关模态分析如下1）开关模态O[t0时刻]在tO时刻,S1和S4导通原边电流i0流经S1、阻断电容Cb、漏感Lr、变压 器T原边绕组N1以及S4。

整流管DR1导通,DR2截止，原边给负载供电原边电流ip给阻断电容CR2充电 输出滤波电感 Lf 足够大, 可以将它看成一个电流源此时, 原边电流 ip=Ipo=Io/n,Io 是输出负载电流在 to时刻阻断电容Cb电压vCb=Vcb（t0）图2 火功率变压器副边串联PW M DC/DC变換器的主要波形2）开关模态l[tO,tl]在t0时刻关断Sl,ip从S1中转移到C3和C1中，给C1充电，同时C3被放电在这个 时段里,Lf折算到原边的电感n2Lf和漏感Lr串联，而且Lf很大，可以认为i0近似不变,类似于一个恒流源, 其大小为ip=Ipo=Io/n原边电流i0继续给阻断电容Cb充电C1的电压vcl从零开始线性上升.C3的电 压 vc3 从 Vim 开始线性下降有因此S1是零电压关断在t1时刻,C3的电压下降到零,S3的反并二极管D3自然导通，从而结束开关模态 l0 该模态的持续时间为在 t1 时刻, 阻断电容 Cb 上的电压为3) 开关模态2[tl,t2]导通后，在t'l时刻，开通S3,S3是零电压开通S3与S1驱动信号之间的死区时间 td(lead)>t01, 即在这段时间里,D3和S4导通,A、B两点电压uAB等于零。

此时加在漏感上的电压为阻断电容电压vCd而变 压器原、副边绕组电压均为零,变压器副边两个整流二极管DR1和DR2同时导通在这个时段里，虽然滤波 电感Lf折算到原边的电感为零，但足由于漏感还是较大，所以原边电流稍微减小，阻断电容电压继续充电 因此,可认为在这个开关模态中,原边电流基本不变,阻断电容电压是线性上升,即式中：Tn为开关周期;Ds为原边占空比4）开关模态3[t2,t3]在t2时刻，关断S4原边电流ip转移到C2和C4中，一方面抽走C2上的电荷，另 一方面同时义给C4充电由于C2和C4的存在,S4的电压是从零慢慢上升的，因此S4是零电压关断此时 vAB=-vC4,而vAB的极性自零变为负由于整流管DR1和DR2同时导通，将变压器副边绕组短接，变压器副边 绕组电压为零，原边绕组电压也为零，vAB直接加在漏感Lr及Cb 上,因此在这段时间里Lr和C2、C4在谐振 工作原边电流ip和电容C2及C4的电压分别为在t3时刻,C4的电压上升到Vin,D2自然导通，结束该开 关模态它的持续时间为在t3时刻,C4的电压上升到Vin,D2自然导通，结束该开关模态它的持结时间为5）开关模态4[t3,t4]在t3时刻,D2自然导通，将S2的电压箝在零，此后就可以开通S2,S2是零电压开 通。

S2和S4驱动信号之间的死区时间td（lag）〉t23,即虽然此时S2已开通，但S2不流过电流,iO由D2流通,漏感的储能回馈给输入电源由于副边两个整流 管同时导通，因此变压器副边绕组电压为零，原边绕组电压也为零,这样电源电压Vin加在谐振电感Lr两端， 原边电流ip线性下降到t4时刻，原边电流从ip（t3）下降到零，二极管D2和D3自然关断,S2和S3中将流过电流开关 模态 4 的持续时间为(16)匸詔-U - h = ~i7~—lin + 血S2 和 S4 驱动信号之间的死区时间 td(lag)

到t5时刻,原边电流达到副边折算到原边的负载电流-Ipo值，该开关模态结束此时，整流管DR1关 断,DR2流过全部负载电流开关模态5的持续时间为在这个开关模态中，也认为阻断电容电压vcb基本不变为Vcbp7) 开关模态6[t5,t6]从t5时刻开始，原边向负载提供能量，同时给阻断电容反向充电输出整流管DR1 自然关断,所有负载电流均流过DR2在这个开关模态中，有在t6时刻，关断S3,开始另一个半周期[t6,tl2],其工作情况类似于前面描述的[t0,t6] 由以上分析知，阻断电容电压vcb最大值Vcbp近似为l.3 技术特点变压器副边串联移相DC / DC全桥变换器的超前桥臂容易实现ZVS,滞后桥臂实现ZVS需要一个最小的 负载电流来保证, 基本实现软开关, 使开关损耗、电磁干扰小, 特别是对于冲击负载副边占空比的丢失明显 减小能承受较大冲击负载电流功率开关管的数量多,有利于开关管散热设计,以便控制机内温升2 l000A 直流稳压电源的设计2.1 主要技术指标主要技术指标是：额定输入电压为三相三线380(l±15%)V、50Hz，额定输出直流电压为 28.5(1±15%)V，额定输出电流为1000A,额定输出功率为30 kW。

2.2 实验结果图3给出了移相lOgs时,IGB1、的驱动电压波形工作周期约为40阴,驱动电压正幅值为+15V、负幅值为 一 9V,死区时间约为2.3gS图4给出了输出负载1000A时,输出直流电压的纹波纹波主要频率约为50kHz，高频噪声远小于此频率纹波,纹波的峰一峰值为 1．3V3 移相10帖时E(；BT驱动波形CHI：S( 5K动电压；(：112；£腿动电压；CH3：S; JJK动电压；EH4：&驅动电压：图4 输出负栽，10004叶，输出电压的统渡4nx)0psCli脚值22.4

超前臂的开通、关断输出负载时，丄变的副’失约为4“而知原边最00A时边、原边电压的过冲较小图中原边占空边和■原边电压波形副大占空比为0.88.因此，能承受大的冲击负载3结语变压器副 于大功率负载1000A 直电压调整率低DC全桥变换器的电路解 适用于大功率冲击负载边串联DC2,特别Ch伽的占空比丢失严重和开关管电压应力增大的问题，适用"I F流稳压电源无温漂,能承受较大冲击负载电流 I‘ 小 ％ rh2 500V M4 00JU A CH2 \ I4OV已经应用在飞机设计重量明显减小，电磁兼容性好，输出特别适合作为起动电源22 10V62幅值6IOOV田h 输出负我1000A时超浒脅注毎CH】：趨前臂的駆动电压；CH2：超苗臂的（1：扳电压;CH3虫边电流（25A/V）图7 输出负战500A时主变原边、剧边电压波形CHi»边电压：CH2：原边电压。