电力电子应用技术书逆变技术第4节.docx

3.4 逆变器常用 PWM 控制技术由于逆变器应用场合不同， 负载特性和要求也各异， 到目前为止并没有一种 PWM方法能够兼顾各方面的要求 随着逆变器技术和微处理器性能 （现在绝大多数 PWM控制都通过微处理器来实现）的不断发展，传统的 PWM控制方法不断受到新控制策略的挑战，新思想、 新方法和新技术层出不穷， 形成了逆变控制技术蓬勃发展的景象 本节将介绍其中最常使用的几种方法，即正弦脉冲宽度调制、 准最优正弦脉冲宽度调制、消除特定谐波脉冲宽度调制、空间电压矢量脉冲宽度调制、瞬时值跟踪型脉冲宽度调制等3.4.1 正弦脉冲宽度调制当采用正弦波作为调制信号来控制输出 PWM脉冲的宽度，使其按照正弦波的规律变化，这种脉冲宽度调制控制策略就称为正弦脉冲宽度调制（ Sine Pulse Width Modulation ，SPWM ），简称正弦脉宽调制产生 SPWM脉冲，采用最多的载波是等腰三角波，既可以采用自然采样也可以采用规则采样； 既可以采用单极性控制模式也可以采用双极性控制模式， 但使用较多的是规则采样双极性控制方式1．单相 SPWM的基本原理单相逆变器的工作原理比较简单，其主电路结构可以参见图 3-23 （a），单相 SPWM 波形的产生原理如图 3-19 所示。

图中正弦调制波的频率为 m ，三角载波的频率为 c ，两者比较产生图 3-19 （ b）所示的 SPWM控制脉冲假设当控制脉冲为“高”电平时，开关管 T1和 T4 导通而 T2 和 T3 截止，逆变器输出电压为 U d ；当控制脉冲为“低”电平时 T2 和 T3导通而 T1 和 T4 截止，逆变器输出电压为 U d 于是逆变器的输出电压就是形状与 PWM控制脉冲相同而幅值等于直流中间电压 U d 的 PWM脉冲当调制深度 M =0 时，调制波实际上是一条幅值为 0 的直线，产生的 SPWM 波为一串占空比为 50％的矩形脉冲， 交流输出电压的基波为 0随着 M 的增大， 在正弦波的正半周，SPWM输出中高电平部分所占的比例越来越大， 相反在正弦波的负半周 SPWM 输出中低电平的比例越来越大，交流输出电压也变得越来越高对逆变器输出电压 uo 进行傅立叶变换分析，可以求出基波及各次谐波的大小关于单相 SPWM逆变器输出电压傅立叶变换的分析过程本书不做详细推导，有兴趣的读者可以查阅39相关的参考文献，此处只给出性调制区（调制深度 M 1）内的两个主要结论：（ 1）输出电压的基波幅值等于 MU d ，由于输出基波电压与调制深度 M 成正比，从而使线性调制区内输出电压的分析和控制都十分简便而直观。

2）输出谐波频率集中分布在（ n c k m）处，式中， n 1,3,5,时，k 0,2,4,；当 n 2,4,6, 时， k 1,3,5,由此可知， SPWM 脉冲的谐波频率伴随着载波频率c ，的提高而提高 提高载波频率一般对改善输出电压质量和负载的工作特性是有利的，而这也就是在条件允许的情况下， 之所以倾向于采用较高开关频率的主要原因之一相反，如果开关频率较低，那么就会在输出电压中出现大量的低次（低频）谐波，就会对负载的运行产生十分不利的影响uu cumau mbu mct( a)当 M 1 后， SPWM 进入过调制区，输出电压的变化不再与调制深度保持线性关系，SPWM 的谐波分布也将发生变uG1(b)化，而其中最明显的是开始出t现低次谐波如果 M 一直增u A0大，那么所有 SPWM脉冲将逐渐( c)t连在一起，逆变器的输出电压最终会变成一个幅值为U d 的uB0(d )uC 0( e)u AB( f )方波，此时 SPWM 的交流输出t达到最大值2．三相 SPWM的基本原理t三相桥式逆变器的主电路如图 3-1 所示为了得到三相桥 式 逆 变 器所 需 的三 相对 称tSPWM 脉冲，逆变器三相输出端 A、 B、 C 相电压之间的相位必须互差 2 / 3。

为此，三相图 3-20 三相 SPWM40SPWM 最基本的设计原则之一就是，用于产生三相 SPWM 脉冲的三个正弦调制信号，即图中的 uma 、 umb 和 umc ，之间也必须保持 2 / 3的相位差从原理上讲，三相 SPWM 脉冲的产生可以每相调制波单独配备一个载波， 也可以三相共用一个载波 由于后者的实现和控制更为简便， 因此绝大多数三相逆变器都采用这种方法 为了严格保证三相之间的相位差， 载波比应该设计为 3 的整倍数，如图 3-20 （ a）所示图 3-20 （ b）为 A 相 T1 管的控制脉冲，B 相和 C 相脉冲则应该分别滞后 A 相脉冲 2 / 3和 4 / 3角度逆变器三相输出端相对于直流环节中点“ O”的相电压波形分别为图 3-20 （c）（d）和（ e）所示三相之间线电压波形可以通过分别将两相电压相减得到，图 3-20 （ f ）中仅给出了线电压 uAB 的波形3．三相正弦脉冲宽度调制的谐波特性同单相 SPWM 一样，借助傅立叶变换对三相 SPWM 输出电压的基波和谐波成分进行分析对于三相逆变器， 如果负载三相对称， 那么负载的三相相电压和线电压之间完全可以利用比例关系进行相互推导。

若负载采用三角形连接，相电压等于线电压， 当负载采用星形连接，线电压等于相电压的3 倍这里要特别说明一下零序谐波分量（也就是3 的整倍数次谐波） 的问题 当负载采用三角形或星形无中线连接时，由于各相零序谐波分量的大小和相位都相同，因此在负载的相电压与线电压中均不包含零序谐波分量，但对于星形有中线连接，相电压中会包含零序谐波分量因此为了避免零序谐波分量所可能产生的影响，三相逆变器的负载一般都采用无中线连接方式，而由于大多数三相逆变器所驱动的电机都采用“三相三线制”无中线连接方式， 因此采用线电压来衡量和分析逆变器输出电压的频谱特性更加方便关于三相 SPWM 输出电压的傅立叶分析在此不再赘述，此处同样也只给出线性调制区（调制深度 M1）内三相 SPWM 逆变器输出线电压傅立叶变换的一些主要分析结果 1）电压基波幅值等于3同单相 SPWM一样，三相 SPWM逆变器性调制区MU d2内的电压控制也十分简便和直观 2）输出谐波集中分布在（ n c k m ）处，其中：n1,3,5,时， k3(2m1) 1 ， m1,2,3, ；n2,4,6,时， k6m1， m 0,1,2,，或 k 6m1 ， m 1,2,3,在三相 SPWM 中，控制脉冲的产生和相应输出电压的波形都与单相SPWM 基本相同，41因此相对于直流环节中点“O”的逆变器输出相电压uAO 、 uBO 和 uCO 也必然包含频率为载波比 P 整倍数的谐波， 即 Pc 次谐波。

由于常将载波比 P 取为 3 的倍数， 所以 u AO 、uBO 和uCO 中都存在 3 c 整倍数的谐波不过，由于3 的倍数次谐波属于零序分量, 在逆变器输出线电压中将不复存在，而且分析和计算的结果表明，对于三相对称星接负载，相电压uAN 、uBN 和 uCN 中都不存在 3 的倍数次谐波通过对 SPWM 谐波结果的分析可以发现，SPWM的谐波分布带有明显的“集簇”特征，也就是一簇一簇地集中分布于c 整倍数频率的两侧，而且在每一簇谐波中，随着k 的增大（即远离该簇中心） ，谐波的幅值逐渐减小图3-21 是一个三相 SPWM 逆变器输出线电压频谱的实测结果，其“集簇”特征一目了然当 M 1 后，三相 SPWM 的控制规律也逐渐被破坏，输出电压的变化不再与调制深度保持线性关系，同时也开始出现对负载运行产生不利影响的低次谐波50Hz 4kHz 8kHz 12kHz 16kHz 20kHz图 3-21 三相 SPWM逆变器输出线电压频谱实例（逆变器输出频率 50Hz，开关频率 4kHz ）正弦脉冲宽度调制因其原理通俗直观、实现简便、 谐波特性较优良等优点而曾被广泛应用但它也存在直流电压利用率低的缺陷，在M1 的情况下，三相SPWM逆变器的最高输出线电压的幅值仅为：U lp(max)30.87U dU d（ 3-12 ）242也就是说，性调制区内，三相 SPWM的直流电压利用率仅为 87％，如果想进一步提高直流电压的利用率，就必须采用过调制，但这样一来， SPWM谐波特性优良的优势也就逐渐丧失了。

为了解决 SPWM 所存在的直流电压利用率偏低的缺点，在它的基础上又发展出准正弦波脉冲宽度调制法，也有的文献称之为准最优正弦波脉冲宽度调制法3.4.2 准正弦波脉冲宽度调制法式（ 3-12 ）表明， 当正弦调制波的峰值等于三角调制波的峰值时，得到输出线电压的最高幅值达 0.87U d ，进一步增大正弦调制波的峰值虽然能够提高输出电压， 但会出现过调制，参见图 3-15 （ b）在过调制区， PWM脉冲出现“重叠” （或称“饱和” ）现象，脉冲宽度不再遵循正弦调制波的规律 , 输出电压的谐波特性也受到影响进一步分析图 3-15 （ b）不难发现，当 M 接近于 1 时，虽然正弦调制波峰值附近与三角波峰值间的余量越来越小，但在 0和π 附近，正弦调制波与三角波峰值间仍有相当大的增长空间 如果能通过一定的措施适当增大调制波在这些区域的值， 同时又保持其幅值仍小于三角波的幅值， 就可以继续提高输出电压而又可以避免出现饱和了为了实现这个思想， 可在正弦调制波 um1 上叠加幅度适当并与正弦调制波同相位的三次谐波分量 um3 ，从而得到合成后的马鞍形调制波 um um1 um3 ，如图 3。