匹配电路,走线,与寄生效应对手机射频接收机灵敏度之影响与注意事项.doc

Mismatch/InsertionLoss由1-2可知，接收机越前面的阶级，对于NoiseFigur的影响就越大，而一般接收机的方块图如下1]:RFReceiver总和，对于接收机整体的NoiseFigure有最大影响，因为由2可知,若这边的Loss多1d，则接收机整体的NoiseFigure就是直接增加1d，因此挑选SAWFilter与ASM时，要尽量挑选InsertionLos较小的3]而接收路径走线，也是越短越好，其线宽越宽越好，这样方能降低InsertionLoss当然，由5可知，线宽变宽会使阻抗下降，因此若有多余空间，可将下层的GND作挖空处理，尤其是DES1800/PES190这些频段较高的RF走线，因为由9可知,肌肤深度与频率成反比，换言之，频率越高‘InsertionLos越大做了挖空处理后，便可在阻抗维持50奥姆/100奥姆的情况下，进一步拓展线宽，以降低InsertionLossANTRFRec另夕卜，LNA输入此之所以做接收低NoiseFigur述值得注意的:LNA*InsertionLoss由下图可知，若串联33nH的电感，或并联33pF的电容，则GSM四个频带的讯号，都会有所衰减，在这情况下，即便MismatchLosg艮小，但其跟InsertionLo嘟要尽可能兼顾到。

20.85GHz-4.64dBInsertionLoss'301.5Frequency(GHz)1.8GHz0.9GHz--7.106dB-15.93dB1.9GHz-17.11dB1.8GHz-18.98dB0.85GHz-1835dB0,9GHz-1977dB1.9GHz-17.11dB匹配电路会衰减到主频，导致InsertionLos很大，因此作匹配时，MismatchLoss由［1可］知，内会有许多射频功能，彼此间可能会有所干扰，若两个频率相近的讯号，同时被天线接收，则会产生极低频，近乎直流讯号的IMD2由10］可知，直流讯号会使组件饱和，线性度下降，若直流讯号流入ASM，会使ASM线性度下降，即IIP2/IIP3会下降，那么抑制IMD2/IMD3的能力就会下降，因此需在ASM输入端，摆放串联电容，来抵挡近乎直流讯号的IMD2同理，若两个频率相近的讯号，同时流入ASM，一样会产生极低频，近乎直流讯号的IMD2，若流入Duplexer，会使Duplexer线性度下降，即IIP2/IIP3会下降，那么抑制IMD2/IMD3的能力就会下降，因此需在Duplexer输入端，摆放串联电容，来抵挡近乎直流讯号的IMD211-14］当然，Duplexer也会因上述的机制，产生近乎直流讯号的IMD2，若流入LNA，会使LNA线性度下降，那么MaximuminputpoerleveAdacentchannelselectiAMSuppressionBlocing有可能会劣化，因此LNA输入端，需摆放串联电容，来抵挡近乎直流讯号的IMD2。

TorwlTone2%然而，若走线的阻抗控制做得好，不需额外的电容与电感来做匹配［5，］或是调校出来的匹配电路，并不需要串联电容，那么此时若摆放串联电容，虽然抵挡了直流讯号的IMD2，但同时也会使阻抗有所偏移，该如何处理呢?JCDC上式是容抗的公式，由上式可知，串联电容之所以能抵挡近乎直流讯号的IMD2,是因为其频率极低，串联电容会对其产生极大的阻抗，因此可以隔绝同时也由上式知，当电容值极大时，其阻抗会近乎于零而由［4］可知，作阻抗匹配前，要先将落地组件拔除，且串联零奥姆电阻，来得知走线的原始阻抗，因此可知串联零奥姆电阻，并不会改变原始阻抗而前述已知，电容值极大时，其阻抗会近乎于零，相当于零奥姆电阻，故可知若想抵挡近乎直流讯号的IMD2，但又不想使阻抗有所偏移时，可以摆放大电容，来同时兼具这两种需求然而这边所谓的大电容，并不需要到uF等级，因为由［6-8］可知，uF等级的电容，至少都是0603的尺寸，若摆放在走线，不仅占空间，同时也会因宽度与走线差异过大，产生很大的阻抗不连续，以至于MismatchLos增加，如下图［5］:因此pF等级的电容即Impedance#discontinuity#由［4可］知，作匹配时，会先着重在Connector到Duplexer这段，因为这段阻抗，会同时影响发射与接收，因此需优先顾虑，确保S11与S22都在50奥姆附近，之后再调后端匹配时，这段匹配就不要再更动，避免顾了接收走线阻抗，却偏了发射走线阻抗，增加来回反复调校时间［19。

］值得注此在'来抵消AntPo，rt看出去需为一个电感性负载但若未摆放该落地电感，或其落地电感离Duplexer的AntPo太远，则会因为走线与GND间的寄生效应，导致Duplexer的的AntPort看出去为一个电容性负载，这会使其S11与S22的收敛度变差，同时打件时，也会使每片PCB的S11与S22,有很大差异15］因此需特别注意，如下图:#在阻抗的收敛度部分，除了Duplexer的AntPort看出去需为一个电感性负载，由［4］可知，一般而言，T型/n型的匹配，其收敛度会比L型来得好，若L型在MidChannel已经很接近50奥姆，但Lo/HighEhann啲阻抗却不收敛，可利用下图，在保有L型的Matching效果同时，进一步让Lo/HighEhhaine的阻抗收敛CIIo—L-2LPisectionfilterJ匚PisectionfilterL/2L/22C2C另外，由1可知，Connector其实是一个切换开关，当RFCabl接上时，后方应呈现开路状态，如下图:MeasuredPower因此理论上当但若Connec后方并无ReferencePlane亦即天线的匹配电路，也包含在量到的阻抗内，换句话说，此时量到的阻抗是不准的。

因此为避免该情况，建议将Connector拔掉,以确保阻抗量测的正确性7WithTConnectorleakageIncorrectS11Incorrect•S22!iDuplexerHiAntMatching前述可知，将走线下层的作挖空处理，便可在阻抗维持50奥姆/100奥姆的情况下，进一步拓展线宽，以降低InsertionLoss而由［6-8］可知，挖空的作法，同时也可避免寄生效应对阻抗的影响，尤其是DES1800/PES190这些频段较高的RF走线，受寄生效应的影响更大GND以0402匹配组件为例，零件的宽度大约为20mila0x5mm）以［5］的迭构计算，若第二层的不挖空，则表层50奥姆走线线宽为3x7mil换言之，此时走线与0402匹配组件接合处，会有颇大的阻抗不连续，而这块区域，是天线净空区，亦即下方挖空，也不会影响其他走线，因此多半会将线宽弄成跟匹配组件一样，而［5］的例子中，其线宽由3x7n拓展为20mil下层挖空到第五层,其阻抗计算结果为46x45奥姆，还算在可接受范围内而有时常出现盖上去后Ov其灵敏度变差的现象，可能原因，便是由于与RF走线v，或是匹配组件间的距离过近，其寄生电容影响了阻抗，尤其是0402尺寸的组件，因为体积较大，更容易有这现象，此时可以利用阻抗软件先加以验证，将H1与H2,设为100m来模拟未加Cov时的阻抗。

接着再将实际的H1值带入，0402组件的高度，约20m，因此H2大约为H1-20此时去比较阻抗的变化，便可得知与RFCovr走线，或是匹配组件间的距离，是否会影响阻抗了[6-8]由于差分讯号抵抗干扰的能力，比单端讯号强，所以接收走线多半为差分讯号由［17可］知，差分讯号的阻抗，与间距会有关系，如下图［17］:［17也］知，间距越小，其差分讯号抵抗干扰的能力就越好，因此原则上间距越小越好，但已知间距越小，其阻抗就越小，这会使阻抗无法控制得宜，因此，更精确一点讲，在符合阻抗控制100奥姆的前提下，其间距必须越小越好，这样才可有较佳的抗干扰能力然而若匹配电路含串联电感，则间距越小，会使其电感越靠近，可能会引起互感，导致阻抗偏移，灵敏度下降，因此差分走线的串联电感，最好使用多层式电感不要使用绕线式电感，这样可使互感量降到最低［6-8］相较于内层走线，其表层走线可以有较短的走线长度，也可避免因穿层而产生的阻抗不连续效应，也较容易将阻抗控制在50奥姆（单端）或100奥姆（差分），同时也可拥有较宽的线宽，换句话说，表层走线可以有较小的MismthLfesInsertionLoss这对NoiseFigu啲降低，灵敏度的改善，自然是有帮助。

然而由［18］可知，表层走线较容易被噪声干扰，若接收讯号有噪声干扰，那么即便LNA输入端的Loss再怎么小，很有可能某些Chnne的灵敏度会非常差因此当接收路径在表层走线时，与周遭走线的距离要拉大，且GND务必要包好，尤其是单端走线，因为单端走线的抗干扰能力，不如差分讯号［17］Reference[1] GSM寸频接收机灵敏度之解析与研究，百度文库[2] 噪声系数（NoiseFigur对射频接收机灵敏度之影响，百度文库[3] 天线开关模块_简介,百度文库[4] PassiveImpedneMa&Ch大全，百度文库[5] 射频之阻抗控制,百度文库[6] 上集_磁珠_电感_电阻_电容于噪声抑制上之剖析与探讨,百度文库[7] 中集_磁珠_电感_电阻_电容于噪声抑制上之剖析与探讨,百度文库[8] 下集_磁珠_电感_电阻_电容于噪声抑制上之剖析与探讨,百度文库[9] PCBParametersandFeaturesThatImpactSignalIntegrity[10] 直流偏移对于零中频接收机之危害,百度文库[11]RTR6285A2HighBand-2LowBnd(2H_2L)TopicsIntroductionOverview,Qualcomm[12]Duplexerswithhighlinearity,EPCOS[13]RFFrontEndSolutionforSmartphone,Taiyouden[14]TripleBeatandIMDforRFSwitches[15]GuidelinesandRecommendationsforSingle-toneDesense,Qualcomm[16] 发射功率大幅衰减的因应之道,百度文库[17] 差分信号之剖析与探讨,百度文库[18] Lyoutonernoutre,简G体中文d,百度文库i[19] WDM之PALod-pull收敛调校，百度文库□□#。