RCC变换器中变压器设计及漏感优化研究.docx

          RCC变换器中变压器设计及漏感优化研究                    摘要：本文首先介绍了RCC变换器的工作原理，分析了自激变压器的设计方法，按照设计方法设计了一台变压器，对变压器绕发进行了研究，通过结合“三明治”绕法、紧密布线绕法、专用工装保证等措施，大大降低了变压器漏感，最后通过实验验证，电路表现出良好的电气特性，验证了设计改进有效性关键词：RCC变换器；漏感；三明治绕法；1概述自激振荡反激式变换器，即通常说的RCC，是一种高可靠的电路小功率隔离变换电路，被广泛使用在开关电源中由于变换器控制电路可以使用简单的几个分立器件搭建而成，同时也不会影响电源的性能，这种电路的总体成本低于常见的采用IC 的反激电源市场上受到很大欢迎2电路工作原理自激振荡反激式变换器采用峰值电流控制工作在临界导通模式，电路工作在变频状态，控制部分采用分立器件实现图 1 是一个隔离的自激振荡反激式电源的电路图，变换器带有输出电压控制变压器T1 有2 个副边绕组——输出电压绕组Ns1 和正反馈绕组Ns2主路输出Vo1 是隔离输出，辅助输出Vo2 是非隔离输出的主输出电压Vo1 由分压电阻Rd1和Rd2 检测，与TL431 内部的参考电压在跨导放大器TL431 的输出端进行比较，检测电压和参考电压的差被TL431 放大，通过光耦的Ie 反馈到原边，用于稳定电压控制环。

并且在Rs 和RF 上(电压相加)形成误差电压Ve，Ve 由一个和Is1 成正比的电压以及反馈电流Ie 在RF 上形成的电压组成，在PWM 调节器(由一个双极性三极管组成，零电流检测器件Czcd 和Rzcd，与绕组Ns2 配合，通过一个延迟时间，实现变压器T1 的临界导电模式动作工作模式分析：在 t=t0 之前，iQce 和Vczcd 为正，由于S1 的Ciss 上的电荷被Q1 抽取掉，S1 关断于是，Vds 增加到Vin+N*Vo，N 是原副边绕组的匝比在 t=to 时，Vds 达到Vin+N*Vo，整流二极管D1,D2 开始导通，如图2(a)所示，由于假设了漏感Llkg为0，励磁电流Im 瞬间从S1 换流到输出整流二极管D1 和D2如果有绕组阻抗(图2 中未画)，输出电容的选择即Co1>>Co2，Vo2 电压增加时会导致Vo1 近似恒定，这将会i2 比i1 下降得更快，见图3 波形(d)(e)当D2 导通时，由于，VRzcd= 这个电压(注意：负压！)在Rzcd 上产生Izcd，对Ciss 和Czcd 进行放电同时，Q1 关断，ie 流经Rf,Rs 和RL2 围成的回路注意：只要Vbe(Q1)低于截至电压Vr，Q1 始终处于关断状态。

图1 电源工作模态（a）（b）从图 2(a)看出，由于，故；在to当基极集电极二极管 Dbc 在t=t1 时开始导通，ie 被Rf 和Q1 基极分成两部分由于Vce(Q1)<0，Q1工作于反向定电流区，Ice(Q1)从射极流到集电极，如图2(b)所示本阶段中，Czcd 被Ice(Q1)和Ibc(Q1)继续放电结果，Vbe(Q1)指数增加，如图3(f)的波形，同时I1 和I2 继续减小本阶段到t=t2 结束，处于上升中的Vo2 达到绕组电压V2 之后，整流二极管D2 关断其间，Czcd 通过绕组Ns2 继续放电，如图2(c)所示本阶段中I1 继续减小，在t=t3 时结束，此时I1=0，即变压器的励磁能量全部被释放图2 电源工作模态（c）（d）由于在 t=t3，Vds 比Vin 高，Coss 开始通过励磁电感Lm 进行共振放电，见图3(b)的波形于是，原边电压Vp 降低，引起二次侧的电压V2 成比例的减小由于二次侧的电压降低，VRzcd 也降低，以至于Izcd 减小本阶段在t=t4 时结束，Izcd=0在 t=t4 后，Izcd 电流反向，Czcd 和Ciss 开始充电，如图2(e)所示因为Vgs 增加会使Vce(Q1)增加，因此，二极管Dbc 关断，Q1 关断。

同时，Coss 继续共振放电，这会进一步减小二次侧电压V2于是，VRzcd 增加，Izcd 也相应增加本阶段在t=t5 时即原边绕组上的压降为0 时结束图3 电源工作模态（e）（f）在 t=t5 后，Coss 继续放电，原边绕组电压改变极性，如图2(f)在该阶段，驱动电压变为Vo2+Vo，驱使Izcd 增加，使得Vgs 也增加，进一步使得Coss 放电，结果导致Vo2+Vo 之和再增加这种正反馈一4/8直到在t=t6 时Vgs 达到VH(S1 的门极导通电压的阈值)，直到进入S1 的定电流区，S1 导通在 t=t6 之后，随着Izcd 持续流过Ciss，Vgs 继续增加，见图2(g)本阶段在t=t7 时，即Vgs 达到使S1 开始动作在电阻区 (S1 完全导通)此后，Is1 以的斜率线性增加，于是Rs 上压降也以相同的斜率增加这样，增加了S1 的源极、门极电压和Q1 的基极电压，见图3 的(a)和(f)波形图4 电源工作模态（g）（h）当 t=t8 时，Vbe(Q1)达到了Q1 的截止电压Vr，Q1 开始导通，如图2(i)所示需要注意的是，为了防止S1 的门极电压超过其最大额定值，需要在门极和地之间连接一个电压钳位电路(如稳压二极管)。

一旦门极电压被钳位，电流从输出电容Ciss 转移到钳位电路，直到门极电压低于钳位电压在 t=t8 以后，由于增加，Vbe(Q1) 也继续增加Ibe(Q1)增加会引起Ice(Q1)增加本阶段结束于t=t9，即当Ice(Q1)=Izcd 时，Ciss 开始放电，如图2(j)所示随着Vgs 的降低，开关S1 趋向于关断图5 电源工作模态（i）（i）在 t=t10 时，Vgs 降低到S1 的门槛值Vth 以下，S1 关断S1 的输出电容Coss 开始被充电，Vds 开始增加图2(k)的电路拓扑在达到 时结束同时，副边的二极管D1 和D2 开始导通，Q1 关断，完成一个开关周期图6 电源工作模态（k）（l）图7 电源工作波形2变压器设计额定输入电压： 80-120V；输出功率：30 W 预计效率：输入功率：最大占空比：工作频率：计算输入滤波电容取250v，100u两只电容并联 计算原边峰值电流(2) 原边绕组电感变压器磁性选择P1811磁性，Ae=43.3mm2，Aw=39.59mm2气隙计算匝比，确定副边绕组匝数取21匝副边绕组的匝数为：1.92 取2匝供电电源绕组，取6匝2变压器漏感优化设计随着电力电子技术的快速发展，提高开关频率成为了减少电源体积，高频变压器的漏感对开关器件性能指标造成的影响却变的尤为突出。

实际的变压器中,有一部分磁通只匝链一个绕组,而不匝链其他绕组,泄漏到了空气中变压器的其他部位,这部分磁通称为“漏磁通”｡电流i1在原边绕组所产生的磁通为Φ11 ,漏磁通为Φs1,同时匝链原副边绕组磁通为Φ12,只与N2线圈匝链的磁通为Φ22,副边N2的漏磁通为Φs2｡由漏磁通所产生的电感称为漏感,则在忽略绕组电阻时,输入到原边绕组的电压为：副边要输出的负载电压为：RCC反激式开关变压器的漏感一般都比较大,漏感与初级线圈电感之比大多都在2%~5%之间｡漏感的大小主要与变压器初､次级线圈的绕法､铁芯和骨架的结构等参数有关,还与磁通密度取值的大小有关,磁通密度越大,导磁率就会越小,漏感相对也要增大｡对RCC变压器使用LCR 数字电桥TH2819A 进行测试(其中测试电源的输入电压为0.3 V,频率分别为1 kHz､10 kHz､20 kHz),测试结果如表1 所示3.因为变压器漏感会引起开关三极管Vce叠加尖峰，也就是说对于新设计的变压器耦合性必须满足最大负载条件下漏感尖峰不能大于Q1的降额后一般来讲，抑制漏感尖峰可以通过增强变压耦合减小漏感和三极管加吸收电路两种方式，设计上还是希望能够通过增强耦合实现而不通过增加吸收电路来实现更好。

最终通过变压器的绕组并联分层三明治绕法达到了设计要求，因为漏感会使电路产生辐射干扰，对整个电源产生干扰噪声，影响电源产品性能，EPC系列变压器见图8所示图8 EPC系列变压器EPC系列变压器漏感控制通过“三明治”绕法和电感量控制，将变压器的漏感进行了降低，取得了良好的效果，见图9所示图9 EPC系列变压器7总结本文介绍了RCC变换器的工作原理，分析了自激变压器的设计方法，设计了一台变压器，，通过结合“三明治”绕法对变压器绕发进行了改进研究，大大降低了变压器漏感，最后通过实验验证，电路表现出良好的电气特性，验证了设计改进有效性给出了相应的改进方法，具有较好的参考价值参考文献[1]Colonel WM.T.Mclyman,龚绍文译.变压器与电感器设计手册[M].中国电力出版社，2009.[2] 汪明添，电子元器件，北京航空航天大学出版社，2008年7月[3]赵静月，变压器制造工艺，保定天威保变电气股份有限公司，2011年9月[4]丁道宏，《电力电子技术》，航空工业出版社，19950[5]张占松、蔡宣三编著，《开关电源的原理与设计》，电子工业出版社，19990[6]蔡宣三、龚绍文编著，《高频功率电子学》，科学出版社，1993.[7]张卫平、张英儒编著，《现代电子电路原理与设计》，原子能出版社，19960[8]张卫平等编著，《绿色电源— 现代电能变换技术及应用》，科学出版社，20010[9]胡寿松，《自动控制原理》，国防工业出版社，19940[10]王聪编著，《软开关功率变换器及其应用》，科学出版社，2000010  -全文完-。