开关电源闭环设计详细说明

1、6.4 开关电源闭环设计从反馈基本概念知道：放大器在深度负反馈时，如输入不变，电路参数变化、负载变化或干扰对输出影响减小。反馈越深，干扰引起的输出误差越小。但是，深反馈时，反馈环路在某一频率附加相位移如达到180,同时输出信号等于输入信号，就会产生自激振荡。开关电源不同于一般放大器，放大器加负反馈是为了有足够的通频带，足够的稳定增益，减少干扰和减少线性和非线性失真。而开关电源，如果要等效为放大器的话，输入信号是基准（参考）电压Uref，一般说来，基准电压是不变的；反馈网络就是取样电路，一般是一个分压器，当输出电压和基准一定时，取样电路分压比（kv）也是固定的（Uo=kvUref）。开关电源不同于放大器，内部（开关频率）和外部干扰（输入电源和负载变化）非常严重，闭环设计目的不仅要求对以上的内部和外部干扰有很强抑制能力，保证静态精度，而且要有良好的动态响应。对于恒压输出开关电源，就其反馈拓扑而言，输入信号（基准）相当于放大器的输入电压，分压器是反馈网络，这就是一个电压串联负反馈。如果恒流输出，就是电流串联负反馈。如果是恒压输出，对电压取样，闭环稳定输出电压。因此，首先选择稳定的参考电压，通

2、常为56V或2.5V，要求极小的动态电阻和温度漂移。其.次要求开环增益高，使得反馈为深度反馈，输出电压才不受电源电压和负载（干扰）影响和对开关频率纹波抑制。一般功率电路、滤波和PWM发生电路增益低，只有采用运放（误差放大器）来获得高增益。再有，由于输出滤波器有两个极点，最大相移180，如果直接加入运放组成反馈，很容易自激振荡，因此需要相位补偿。根据不同的电路条件，可以采用Venable三种补偿放大器。补偿结果既满足稳态要求，又要获得良好的瞬态响应，同时能够抑制低频纹波和对高频分量衰减。6.4.1 概述 图6.31 典型的正激变换器闭环控制图6.31为一个典型的正激变换器闭环调节的例子。可以看出是一个负反馈系统。PWM控制芯片中包含了误差放大器和PWM形成电路。控制芯片也提供许多其他的功能，但了解闭环稳定性问题，仅需考虑误差放大器和PWM。对于输出电压Uo缓慢或直流变化,闭环当然是稳定的。例如输入电网或负载变化（干扰），引起Uo的变化，经R1和R2取样（反馈网络），送到误差放大器EA的反相输入端，再与加在EA同相输入端的参考电压(输入电压)Uref比较。将引起EA的输出直流电平Uea变化

3、，再送入到脉冲宽度调制器PWM的输入端A。在PWM中，直流电平Uea与输入B端03V三角波Ut比较，产生一个矩形脉冲输出，其宽度ton等于三角波开始时间t0到PWM输入B三角波与直流电平相交时间t1。此脉冲宽度决定了芯片中输出晶体管导通时间，同时也决定了控制晶体管Q1的导通时间。Udc的增加引起Uy的增加，因Uo=Uyton/T，Uo也随之增加。Uo增加引起Us增加，并因此Uea的减少。从三角波开始到t1的ton相应减少， Uo恢复到它的初始值。当然，反之亦然。PWM产生的信号可以从芯片的输出晶体管发射极或集电极输出，经电流放大提供Q1基极驱动。但不管从那一点发射极还是集电极输出，必须保证当Uo增加，要引起ton减少,即负反馈。应当注意，大多数PWM芯片的输出晶体管导通时间是t0到t1。对于这样的芯片，Us送到EA的反相输入端，PWM信号如果驱动功率NPN晶体管基极（N沟道MOSFET的栅极），则芯片输出晶体管应由发射极输出。然而，在某些PWM芯片（TL494）中，它们的导通时间是三角波Ut与直流电平（Uea）相交时间到三角波终止时间t2。对于这样的芯片，如果驱动NPN晶体管，输出晶体

4、管导通（如果从芯片的输出晶体管发射极输出），这样会随晶体管导通时间增加，使得Uo增加，这是正反馈，而不是负反馈。因此，TL494一类芯片，Us送到EA的同相输入端，Uo增加使得导通时间减少，就可以采用芯片的输出晶体管的发射极驱动。图6.31电路是负反馈且低频稳定。但在环路内，存在低电平噪音电压和含有丰富连续频谱的瞬态电压。这些分量通过输出Lo,Co滤波器、误差放大器和Uea到Uy的PWM调节器引起增益改变和相移。在谐波分量中的一个分量，增益和相移可能导致正反馈，而不再是负反馈，在6.2.7节我们已讨论过闭环振荡的机理。以下就开关电源作加体分析。6.4.2 环路增益还是来研究图6.31正激变换器。假定反馈环在B点连接到误差放大器的反相输入端断开成开环。任何一次谐波分量的噪声从B经过EA放大到Uea，由Uea传递到电压Uy的平均值,和从Uy的平均值通过Lo,Co返回到Bb(正好是先前环路断开点)都有增益变化和相移。这就是6.2.7讨论的环路增益信号通路。如果假定某个频率f1的信号在B注入到环路中，回到B的信号的幅值和相位被上面提到回路中的元件改变了。如果改变后的返回的信号与注入的信号相位精

5、确相同，而且幅值等于注入信号，即满足GH-1。要是现在将环闭合（B连接到Bb），并且注入信号移开，电路将以频率f1继续振荡。这个引起开始振荡的f1是噪声频谱中的一个分量。为达到输出电压（或电流）的静态精度，误差放大器必须有高增益。高增益就可能引起振荡。误差放大器以外的传递函数一般无法改变，为避免加入误差放大器以后振荡，一般通过改变误差放大器的频率特性（校正网络），使得环路频率特性以-20dB/dec穿越，并有45相位裕度，以达到闭环的稳定。以下我们研究误差放大器以外的电路传递函数的频率特性。1. 带有LC滤波电路的环路增益Gf除了反激变换器（输出滤波仅为输出电容）外，这里讨论的所有拓扑都有输出滤波器。通常滤波器设计时根据脉动电流为平均值（输出电流）的20%选取滤波电感。根据允许输出电压纹波和脉动电流值以及电容的ESR选取输出滤波电容。如果电解电容没有ESR（最新产品），只按脉动电流和允许纹波电压选取。由此获得输出滤波器的谐振频率，特征阻抗，ESR零点频率。在频率特性一节图6.7示出了LC滤波器在不同负载下的幅频和相频特性。为简化讨论，假定滤波器为临界阻尼Ro=1.0Zo，带有负载电阻的

6、输出LC滤波器的幅频特性如图6.32(a)中12345所示。此特性假定输出电容的ESR为零。在低频时，XcXL，输入信号不衰减，增益为1即0dB。在f0以上，每十倍频Co阻抗以20dB减少，而Lo阻抗以20dB增加，使得增益变化斜率为40dB/dec。当然在f0增益不是突然转变为2斜率的。实际上在f0前增益曲线平滑离开0dB曲线，并在f0后不久渐近趋向40dB/dec斜率。这里为讨论方便，增益曲线突然转向40dB/dec。如果使相应于Ro=1.0Zo条件下稳定，那么在其它负载也将稳定。但应研究电路在轻载（Ro1.0Zo）时的特性，因为在LC滤波器转折频率f= f0增益谐振提升。 0 (dB) Lo 0 (dB) Lo 1 2 fc Uo 1 2 3 Uo 3-20 Uin Co Ro -20 Uin Co Ro -2 -2 Resr-40 4 -40 4 fesr-60 -60 -1 5 5 6-80 102 103 104 105 f/Hz 102 103 104 105 f/Hz (a) (b) 图6.32 临界阻尼LC滤波器输出电容无ESR（a）和有ESR(b)幅频特性滤波电容有

7、ESR的LC滤波器幅频特性如图6.35b的曲线123456。大多数滤波电容具有ESR。在f0以上的低频段，容抗远远大于ESR，从Uo看到阻抗仅是容抗起主要作用，斜率仍为-40dB/dec；在更高频时，从输出端看的阻抗只是ESR，在此频率范围，电路变为LR滤波，而不是LC滤波。即 （6-55）式中转折频率fesrResr/（2L）。在此频率范围，感抗以20dB/dec增加，而ESR保持常数，增益以-20dB/dec斜率下降。幅频特性由-40dB/dec转为-20dB/dec斜率点为fesr,这里电容阻抗等于ESR。ESR提供一个零点。转变是渐近的，但所示的突然转变也足够精确。2. PWM增益图6.32(a)中由误差放大器输出到电感输入电压Uy的平均值UaU的增益是PWM增益，并定义为Gm。一般电压型控制芯片中误差放大器的输出Uea与内部三角波比较产生PWM信号调整输出电压。三角波的幅值03V(实际上是0.53V)。如果芯片控制推挽（桥式、半桥）电路，变压器频率是芯片频率的一半，占空比D随误差放大器输出可以在01之间改变。如果是正激，只采用一半脉冲，占空度在00.5之间改变。在图6.34b中，当Uea0，D=ton/T=0，在Uy的宽度为零， UaU也为零。如果Uea移动到3V，在三角波的峰值，ton /T =D=0.5，Uy的平均值就是UaU（Usp-1）D，其中Usp是变压器次级电压，1为整流二极管压降。则调制器的直流增益为UaU与Uea的比值 （6-56）此增益与频率无关。3. 取样增益反馈系数图6.31中还有一个增益衰减，就是R1和R2组成的采样电路。大多数PWM芯片的误差放大器的参考输入端不可能大于2.5V，因此如果输出电压一旦决定，此增益即为 （6-57）如果输出5V，采样电阻R1=R2，Us（Uref）与Uo之间的增益为-6dB，即1/2。4. 输出LC滤波器加上PWM和采样网络的总增益为了得到环路增益波特图，我们先将输出LC滤波器增益Gf、PWM增益Gm和采样网络增益Gs之和Gt如图6.33所示。从0Hz（直流）到频率的增益是Gm+Gs，这里LC滤波器增益为零。在f0转折为-40dB/dec斜率，并保持此斜率一直到fesr，这里电容阻抗等于Resr。在这个频率它转折为斜率-20dB/dec。由这个曲线可以确定误差放大器的幅频和相频特性以满

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