推挽式变压器

推挽全桥双向直流变换器的研究1 引言随着环境污染的日益严重和新能源的开发，双向直流变换器得到了越来越广 泛的应用，像直流不停电电源系统，航天电源系统、电动汽车等场合都应用到了 双向直流变换器。越来越多的双向直流变换器拓扑也被提出，不隔离的双向直流 变换器有 Bi Buck/Boost、Bi Buck-Boost、Bi Cuk、Bi Sepic-Zeta；隔离式 的双向直流变换器有正激、反激、推挽和桥式等拓扑结构。不同的拓扑对应于不 同的应用场合，各有其优缺点。推挽全桥双向直流变换器是由全桥拓扑加全波整 流演变而来。推挽侧为电流型，输入由蓄电池供给，全桥侧为电压型，输入接在 直流高压母线上。此双向直流变换器拓扑适用在电压传输比较大、传输功率较高 的场合。本文分析了推挽全桥双向直流变换器的工作原理，通过两种工作模式的分 析，理论上证明了此拓扑实现能量双向流动的可行性，并对推挽侧开关管上电压 尖峰形成原因进行了分析，提出了解决方法，在文章的最后给出了仿真波形和实 验波形。2 工作原理图1为推挽全桥双向DC/DC变换器原理图。图2给出了该变换器的主要波形。 变换器原副边的电气隔离是通过变压器来实现的，原边为电流型推挽电路，副边 为全桥电路，该变换器有两种工作模式：（1）升压模式：在这种工作模式下 S1 、 S2 作为开关管工作； S3，S4 ，S5 ，S6 作为同步整流管工作，整流方式为全 桥整流，这种整流方式适用于输出电压比较高，输出电流比较小的场合。由于电 感 L 的存在 S1、 S2 的占空比必须大于 0.5。（2）降压模式：在这种工作模式 下S3， S4, S5, S6作为开关管工作，S1、S2作为同步整流管工作，整流方 式为全波整流。分析前，作出如下假设：所有开关管、二极管均为理想器件； 所有电感、电容、变压器均为理想元件；腿2 =琢32匸 = 5 ；2.1 升压工作模式在升压工作模式下,原边输入为电流型推挽电路，副边输出为全桥整流电路。1， S2 作为开关管工作， S3 ， S4， S5， S6 作为同步整流管工作。电感电流工作 于连续模式。图 1 推挽全桥双向 DC/DC 变换器0r/2 T图 2 推挽全桥双向 DC/DC 变换器电路波形以一个开关周期 T 为例：ot1： 0时刻瓦导通，此时民仍然导通，变压器原边处干短瞬态，更廃更涼经鸥，厲；吟 每園a,因电痂同时自鸣的"“和屿的非端漏心靈営两电温相筹时， 两翩週的台成磁势対零，铁&献卸範 线圈中没有感应电势。叫加在£上 电感 电流J5b电感储能，£时电感电流达最大值，gin：才1时刻关断孟，喪廃財经晒，迭构成回路，铁临磁化，吧感应电势 希为正，瓦，尿同步整瓯期f姬时刻开通此时乞仍撚导通，隸蠢戯圾曉电感储鑰I如C这段时间的工件状态与£ZV2类饬 如时刻关断比，民仍然导通，更麒 涼经珊1，$瀟通，铁芯去磁,电感电涼下降。由电感在四分之一个周期内的伏砂积分为山得电路的直流増益为:昭 + K第冬（1 00=。理宀 %吧加一耳）上面的公式中w3 = w31+w32,屯为开关管尽，瓦的占空比。S5，2.2 降压工作模式 在降压工作模式下，输入为全桥电路，输出为全波整流电路。 S3， S4S6 作为开关管工作， S1， S2 作为同步整流管工作。 以一个开关周期 T 为例：0曲：D时刻洛&关断 鹉 虽还未开通，勰加潼传给原迩 虜邂娜电势反相，通过禺，禺续涼。% 片时刻开通阳 晒的“ ”端为正，吧的感应电势“ “端为正,为 通，副颜能童开始酿嫔熱77 2：与D 7类似，77 2时刻关断瓦，洛此时鬲 心还未开通，通过坊，比,将电感储育&f专递给原边。以丁：与tTd类似，以时刻开通洛 民，吒的端曲负，矶的感应电势端曲负，$导通，副迦鷹开始传递给原边。由电感在四分之一个周期内的伏秒积分曲山得电路的直瀟増益:v± + v,-vA 刀=o11 I1叮丿'Sd,叫叽 2上面的公式中场为虽,久，虽，&的占空比。由此可凤，当比与（虽,&）；禺与（几，萄 互补工件时，输入输出电压关系是相； 与（ ， ）互补工作时，输入输出电压关系是相同由此可见，当 与（ ， ） 的，变换器具有很好的可逆性。缓冲电路推挽全桥双向直流变换器推挽侧的两个开关管在关断时有较大的电压尖峰。这是 由于电感 和漏感的存在。因为两管的占空比大于 0.5，所以存在共同的导通时 间，当这段时间结束关断其中一个开关管时，会引起很大的 ，形成较大的电压 尖峰加在开关管上。而全桥侧由于是电压型且不存在短路问题，所以没有电压尖 峰的问题。基于以上问题就需要采用合适的缓冲电路来缓解电压尖峰问题。3.1 缓冲电路分析与选择缓冲电路分为有损缓冲电路和无损缓冲电路两类，有损缓冲电路结构简单，便于 设计参数，例如 RCD 缓冲电路；无损缓冲电路虽不会造成电路的损失，但一般结 构复杂，参数设计不易，有时还会影响开关管的选择，例如LCD缓冲电路。基于 以上原因，决定采用 LCD 有损缓冲电路。3.2 RCD 缓冲电路 图3 是采用了 RCD 缓冲电路的推挽全桥双向直流变换器。当开关管关断时，缓冲 电路中的D迅速导通给C充电，由于电容的特性，开关管DS间的电压缓慢上升。 当开关管开通时，C上的能量再通过开关管和R消耗掉。C和R的参数设计十分 重要，C选的过小会影响效果，过大会加大损耗，R的设计取决于C,要使C上 的能量在开关管开通时全部放掉。一般（3）公式中 为开关管最小导通时间。图 3 带 RCD 缓冲电路的推挽全桥双向DC/DC 变换器图四是未加缓冲电路和加了 RCD缓冲电路的推挽侧开关管的DS间的仿真波形。 由仿真波形可看出未加缓冲电路时电压尖峰大小几乎为电压平台的四倍，加了缓 冲电路后电压尖峰降低为平台的两倍。缓冲效果还是比较好的。图 4 开关管 的 DS 间的仿真波形4 电路主要参数设计 4.1 高频变压器设计：已知：珂=牝畑 陌=貓阴即p.=庶他 f5 = 50m；1. 确定铁心型号选用EE55B型磁芯，有效面积凡=422,窗口面积g= 385.42,磁芯量高 剳J籲瓦=1讯& =1, ku = 0.3, J = 3A/c,由公式4)核算磁芯：SQ =xlOs (4)=13.92cm+ <16.26武中爲加虽，几，&的一个周期内的导通时间，児曲额定功率。2. 变比叫= p=(5)由公式算出变糸器匝比。UxT = 2WSm xlO 趴=冬三-乂1炉=22.853 2B Sm取昭=24,算出轧=4 ,则 = 6o2.1电感计算电感铁片尺寸的大小决定于所要求輾储的大小，一根据在某f给定的最小输出 功率时保持电渝蛊界破来确定。同时，电翳圈要能瀟过最大的电涼切冋对应于溺 输出功率)。由公式算出电感丈小。=23.047/5实验结果曲了验证该电路的工件原理，完成了一个 如的样机。主要参数曲：叫=牝,爲=360, £ = 2丘他.凭=SWkHz, L =如H；图5 所示为开环升压模式实验波形，图 6 为开环降压模式实验波形，由图可 以看出加了 RCD缓冲电路的推挽全桥双向DC/DC变换器推挽侧开关管在关断时有 较大的电压尖峰，约为电流平台的两倍与仿真结果一致，同时该电路很好的实现 了电流的双向流动，与理论分析一致。Q玄麒艙附电選电侃徹申啊5升圧模式应躺母爲煎遲曳卿电選虹誠电圏点降圧模式实牝电6 结语 本文分析了推挽全桥双向 DC/DC 变换器，该变换器适用于电压传输比较大，需要 电气隔离的大功率场合，推挽侧开关管电压尖峰的问题可通过缓冲电路得到缓 解。0.2整流输出推挽式变压器开关电源 整流输出推挽式变压器开关电源，由于两个开关管轮流交替工作，相当于两个开 关电源同时输出功率，其输出功率约等于单一开关电源输出功率的两倍。因此， 推挽式变压器开关电源输出功率很大，工作效率很高，经桥式整流或全波整流后， 仅需要很小的滤波电感和电容，其输出电压纹波就可以达到非常小。图 1-30 是桥式整流输出推挽式变压器开关电源工作原理图，除了整流滤波电路 以外，其余部分电路的工作原理基本与图 1-27相同。桥式整流电路由 D1、D2、D3、D4组成，C为储能滤波电容，R为负载电阻，Uo为直流输出电压，Io为流过负载电阻的电流。图1月0图 1-31 是全波整流输出的推挽式变压器开关电源工作原理图，同样，除了整流 滤波电路以外，其余部分电路的工作原理基本与图 1-27 和图1-30 相同。但开关 变压器的次级需要多一个绕组，两个绕组N31、N32轮流输出电压；全波整流电 路由DI、D2组成，C为储能滤波电容，R为负载电阻，Uo为直流输出电压，Io 为流过负载电阻的电流。图1-30与图1-31比较，桥式整流输出的推挽式变压器开关电源比全波整流输出 的推挽式变压器开关电源多用两个整流二极管，但全波整流输出的开关变压器又 比桥式整流输出的开关变压器多一组次级线圈。因此，图 1-30 桥式整流输出推 挽式变压器开关电源比较适用于输出电流相对较小的情况；而图 1-31 全波整流 输出推挽式变压器开关电源比较适用于输出电流相对较大的情况。因为，大电流 整流二极管成本高，而且损耗功率也比较大。下面我们来详细分析图1-30桥式整流输出推挽式变压器开关电源和图1-31全波 整流输出推挽式变压器开关电源的工作原理。由于图1-30桥式整流输出推挽式变压器开关电源或图1-31全波整流输出推挽式 变压器开关电源的电压输出电路中都接有储能滤波电容，储能滤波电容会对输入 脉动电压起到平滑的作用，因此，图 1-30和图 1-31 中输出电压 Uo 都不会出现 很高幅度的电压反冲，其输出电压的峰值Up基本上就可以认为是半波平均值 Upa。其值略大于正激输出nUi，即：桥式整流输出推挽式变压器开关电源或全 波整流输出推挽式变压器开关电源，整流滤波输出电压Uo的值略大于正激输出 nUi，n为变压器次级线圈N3绕组与初级线圈N1绕组或N2绕组的匝数比。因此，推挽式变压器开关电源的输出电压uo,主要还是由（1-131）式来决定。 即：推挽式变压器开关电源的输出电压uo（K1或K2接通期间），约等于开关变 压器次级线圈N3绕组产生的正激式输出电压Up或Up-的半波平均值Upa或Upa-：uo = Upa = nUi K1 接通期间 （1-134）或 uo = Upa- =nUi K2 接通期间 （1-135）上式中，uo为推挽式变压器开关电源的输出电压，n为变压器次级线圈N3绕组 与初级线圈N1绕组或N2绕组的匝数比，Ui为开关变压器初级线圈N1绕组或N2 绕组的输入电压。图1-32是桥式整流输出或全波整流输出推挽式变压器开关电源，在两个控制开 关K1和K2交替接通和断开，且占空比D均等于0.5时，各主要工作点的电压、 电流波形。图1-32-a）和图1-32-b）分别表示控制开关K1接通时，开关变压器初级线圈 N1绕组两端的电压u1的波形，以及流过变压器初级线圈N1绕组两端的电流i1 波形；图1-32-c）和图1-32-d）分别表示控制开关K2接通时，开关变压器初级 线圈N2绕组两端的电压u2的波形，以及流过开关变压器初级线圈N2绕组两端 的电流i2的波形；图1-32-e）和图1-32-f）分别表示控制开关K1和K2轮流接 通时，开关变压器次级线圈N3绕组两端输出电压uo的波形，以及流过开关变压 器次级线圈 N3 绕组两端的电流波形。图1-